mhz调幅小信号的调制研究30mhz调幅小信号的调制研究

1、摘要2关键词2引言21调制技术的作用及定义21.1调制的作用21.2调制的定义32调制技术的分类32.1调制的分类方法32.2模拟调制33调幅调至分类及模型分析43.1幅度调制的一般模型44调幅调制具体实现电路105高电平调制屯路105.1集电极调幅105.2基极调幅电路125.3 发射极调幅电路136低电平调幅电路136.1 mci496的内部结构136.2静态工作点设置136.3基本工作原理156.4设计思想166.5 mci496构成的振幅调制器176.6结果分析186.7误差分析227结论22致谢24参考文献25abstract26附录a2730mhz调幅小信号的调制研究摘要：本文阐述

2、了振輛调制的原理，并对振輛调制及其实现的典型电路进行了举例分析，主要讨论 用集成电路设计、实现振幅调制器的方法。介绍了用mc1496设计一种双边带调幅信号的方案及电 路。探索出实现振幅调制电路的模块化设计与制造一种方法。关键词：mc1496； am； dsb引言信号调制技术现代生活应用十分广泛，通信技术、广播电视、远距离遥测等等，都 离不开调制技术，调制技术是现代生活不可获缺的，调制技术是远距离传输的灵魂，没 冇调制技术就没有屯视节廿，没冇调制技术就没冇现在一切的通信工具，手机、固定屯 话、tntelnet等等都将不符存在。可以说信号的调制技术是现在信息吋代的基础。30mhz的载波是比较常用的

3、载波频率，在国际无线电管理组织用该频带又属于民用 频带，所以在业余无线电通信中许多采用该频率作为载波。1调制技术的作用及定义 1.1调制的作用既然调制技术的应用那么广泛，为什么在各种通信中要用高频载波传输呢？主要原 因有三点：（1）利用无线屯进行通信时，需满足一个基本条件，即欲发射信号的波长（两个 相邻波峰或波谷之间的距离）必须能与发射天线的几何尺寸可比拟，该信号才能通过天 线冇效地发射出去（通常认为天线尺寸应大于波长的十分之一）。曲于要传输的信息基 本上都属于低频范围，如果将此低频信号直接发射出去，需要的发射和接收天线尺寸太 大，辐射效率太低，不易实现。即使天线的尺寸为波长的十分之一，即，对

4、于频率为 1khz的信号，需要的天线长度为30km,这样长的天线几乎是无法实现的。语音是从 300-3400hz,音乐20-2万hz之间，其中最小的波长为c _ 3xlq87 20xl03= 1.5x10%)式中，入为波长（m）； c为电磁波传播速度（光速）（m/s）； f为音频（hz）。可见，要将音频信号直接用天线发射出去，其天线儿何尺寸即便按波氏的百分之一 取也要150米高（不包括天线底座或塔座）。因此，要想把音频信号通过可接受的天线 尺寸发射出去，就需要想办法提高欲发射信号的频率（频率越高波长越短），这里可见 解决方法便是把低频信号“搬''到高频上去。若将信号调制到30m

5、hz的载波频率上，需 要的天线长度仅为lm,这样的天线尺寸小，实现起来也比较容易。（2）提高性能，特别是提高抗干扰性。(3) 如果要传输多个信息而不进行调制，那么它们在空中就会混在一起，相互干 扰，接收端就无法将这些信息选择区分开來。若将不同的信息调制到不同但能区分开的 高频载波上，就可以实现多路复用，提高频带的利用率。实际上，采用特殊的措施，如 正交频分复用(ofdm)等技术，还可以进一步提高频带利用率。1.2调制的定义前面谈到的“搬”即是调制技术，就是把基带信号变换成传输信号的技术。基带信 号是原始的电信号，一般是指基本的信号波形，在数字通信中则指相应的电脉冲。在无 线遥测遥控系统和无线电

6、技术中调制就是用基带信号控制高频载波的参数(振幅、频率 和相位)，使这些参数随基带信号变化，用來控制高频载波参数的基带信号称为调制信 号。未调制的高频电振荡称为载波(可以是止弦波，也可以是非止弦波，如方波、脉冲 序列等)。被调制信号调制过的高频电振荡称为已调波或已调信号。已调信号通过信道 传送到接收端，在接收端经解调后恢复成原始基带信号。解调是调制的反变换，是从已 调波中提取调制信号的过程。在无线电通信中常采用双重调制。第一步用数字信号或模 拟信号去调制第一个载波(称为副载波)。或在多路通信中用调制技术实现多路复用(频 分多路复用和时分多路复用)。第二步用已调副载波或多路复用信号再调制一个公共

7、载 波，以便进行无线电传输。第二步调制称为二次调制。用基带信号调制高频载波，在无 线电传输中可以减小天线尺寸，并便于远距离传输。应用调制技术，还能提高信号的抗 干扰能力。此外，更高的频段，可用的频带更宽，可以传输更多的信息或容纳更多的用 户，频带利用率也更高。2调制技术的分类2. 1调制的分类方法调制方式按照调制信号的性质分为模拟调制和数字调制两类；按照载波的形式分为 连续波调制和脉冲调制两类。模拟调制有调幅(am)、调频(fm)和调相(pm)o数字调制 有振幅键控(ask)、移频键控(fsk)、移相键控(psk)和差分移相键控(dpsk)等。脉冲 调制有脉幅调制(pam)、脉宽调制(pdm)

8、、脉频调制(pfm)、脉位调制(ppm)、脉码 调制(pcm)和增量调制(am)o按照传输特性，调制方式又可分为线性调制和非线性调制。广义的线性调制，是指 已调波屮被调参数随调制信号成线性变化的调制过程。狭义的线性调制，是指把调制信 号的频谱搬移到载波频率两侧而成为上、下边带的调制过程。此时只改变频谱中各分 量的频率，但不改变各分量振幅的相对比例，使上边带的频谱结构与调制信号的频谱相 同，下边带的频谱结构则是调制信号频谱的镜像。狭义的线性调制有调幅(am)、抑制载 波的双边带调制(dsb-sc)和单边带调制(ssb)。2. 2模拟调制一般指调制信号和载波都是连续波的调制方式。它有调幅、调频和调

9、相三种基木形 式。(1) 调幅(am):用调制信号控制载波的振幅，使载波的振幅随着调制信号变化。 己调波称为调幅波。调幅波的频率仍是载波频率，调幅波包络的形状反映调制信号的波 形。调幅系统实现简单，但抗干扰性差，传输时信号容易失真。(2) 调频(fm):用调制信号控制载波的振荡频率，使载波的频率随着调制信号变 化。已调波称为调频波。调频波的振幅保持不变，调频波的瞬吋频率偏离载波频率的量 与调制信号的瞬时值成比例。调频系统实现稍复杂，占用的频带远较调幅波为宽，因此 必须工作在超短波波段。但抗干扰性能好，传输时信号失真小，设备利用率也较高。(3) 调相(pm):用调制信号控制载波的相位，使载波的相

10、位随着调制信号变化。 已调波称为调相波。调相波的振幅保持不变，调相波的瞬时相角偏离载波相角的量与调 制信号的瞬时值成比例。在调频时相角也冇相应的变化，但这种相角变化并不与调制信 号成比例。在调相时频率也有相应的变化，但这种频率变化并不与调制信号成比例。在模拟调制过程中己调波的频谱中除了载波分量外在载波频率两旁还各有一个频 带，因调制而产生的各频率分量就落在这两个频带之内。这两个频带统称为边频带或边 带。位于比载波频率高的一侧的边频带，称为上边带。位于比载波频率低的一侧的边频 带，称为下边带。在单边带通信中可用滤波法、相移法或相移滤波法取得调幅波中一个 边带，这种调制方法称为单边带调制(ssb)

11、 o单边带调制常用于有线载波电话和短波无 线电多路通信。在同步通信中可用平衡调制器实现抑制载波的双边带调制(dsb-sc) 0在 数字通信屮为了提高频带利用率而采用残留边带调制(vsb),即传输一个边带(在邻近载 波的部分也受到一些衰减)和另一个边带的残留部分。在解调时可以互相补偿而得到完 整的基带。由于调幅调制是实现起来最为简单而且也是最为常用的调制方法，所以本次重点研 究了调幅调制技术。3调幅调至分类及模型分析3.1幅度调制的一般模型幅度调制是用调制信号去控制高频正弦载波的幅度，使其按调制信号的规律变化的 过程。幅度调制器的一般模型如图3-1所示。图3-1幅度调制器的一般模型fig3-1

12、the general model of amplitude modulator图中，为调制信号，为已调信号，为滤波器的冲激响应，则己调信号的时域和频域(3-1)一般表达式分别为s”上)=m)cos%x 雄)sm（69）= m（0 + 0 ） + m（69 - 0 ）日（69）（ 3-2）式中，sm（t）为调制信号的频谱，sm（3）为载波角频率。由以上表达式可见，对于幅度调制信号，在波形上，它的幅度随基带信号规律而变 化；在频谱结构上，它的频谱完全是基带信号频谱在频域内的简单搬移。由于这种搬 移是线性的，因此幅度调制通常又称为线性调制，相应地，幅度调制系统也称为线性调 制系统。在图31的一般模

13、型屮，适当选择滤波器的特性，便可得到齐种幅度调制信号，例 如：常规双边带调幅（am）、抑制载波双边带调幅（dsbsc）、单边带调制（ssb）和 残留边带调制（vsb）信号等。3.2.1常规双边带调幅（am）am信号的表达式、频谱及带宽在图3-1若假设滤波器为全通网络，调制信号叠加直流后再与载波相乘，则输出的信号就是常规双边带调幅（am）信号。am调制器模型如图3-2所示。图3-2 am调制器模型fig3-2 am modulation model側信号的吋域和频域表示式分别为(3-3)sam (0 = ao + m(r) cosw (0=aq cos 叭(r) + m(r) cos 叫(r)s

14、am（3）=础）5（q + 0.） + s（co 一 q ） + 才m（q + 0.） + m（0 - 0.） （3-4） 式中，舟m3 + 0.） + m3-仪）为外加的直流分量；可以是确知信号也可以是随机信 号，但通常认为其平均值为0。am信号的典型波形和频谱分别如图3-3 （a）, （b）所示，图中假定调制信号的上限 频率为。显然，调制信号的带宽为基芍0图3-3 am信号的波形(a)和频谱(b)fig3-3 wavefonn and spectrum(b) of am signal由图33 (a)可见，am信号波形的包络与输入基带信号m(t)成正比，故用包络检 波的方法很容易恢复原始调制

15、信号。但为了保证包络检波时不发生失真，必须满足a.>m(t)max ,否则将出现过调幅现 象而带來失真。由频谱图叮知，am信号的频谱是sam出载频分量和上、下两个边带组成(通常 称频谱中画斜线的部分为上边带，不i田i斜线的部分为下边带)。上边带的频谱与原调制 信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。显然，无论是上边带还是下边带，都含 有原调制信号的完整信息。故am信号是带有载波的双边带信号，它的带宽为基带信 号带宽的两倍，即bam 2b = 2fh(3-5)式中，btn = fh为调制信号m(t)的带宽，九为调制信号的最高频率。am信号在1q电阻上的平均功率应等于的均方值。当为确知信号

16、时，的均方值即为 其平方的时间平均，即pam = a. + /?(/)cos2 coct=a ' cos 60ct + m(t) cos_ eoct + 2a0m(r)cos coct因为调制信号不含直流分量，即m(r) = 0,且cos2 coct = 1/2，所以psm = + - = pc +ps(3-6)式屮，pc二卩为载波功率；ps =mt)/2为边带功率，它是调制信号功率pm =的一半。由此可见，常规双边带调幅信号的平均功率包括载波功率和边带功率两部分。只有 边带功率分量与调制信号有关，载波功率分量不携带信息。定义调制效率为(3-7)显然，am信号的调制效率总是小于1。综上

17、所述，可以看出，采用常规双边带幅度调制传输信息的好处是解调电路简单, 可采用包络检波法。缺点是调制效率低，载波分量不携带信息，但却占据了大部分功率, 口口浪费掉。如果抑制载波分量的传送，则可演变出另一种调制方式，即抑制载波的双 边带调幅(dsb-sc)o 10)3. 2. 2抑制载波的双边带调幅(dsbsc)dsb信号的表达式、频谱及带宽在幅度调制的一般模型屮，若假设滤波器为全通网络辺)= 1,调制信号m(t)屮无直流分量，则输出的已调信号就是无载波分量的双边带调制信号，或称抑制载波双边带(dsb-sc)调制信号，简称双边带(dsb)信号。(3-10a)(3-10b)dsb调制器模型如图3-7

18、所示。可见dsb信号实质上就是基带信号与载波直接相 乘，其吋域和频域表示式分别为图3-4 dsb调制器模型 fig3-4 dsb modulation model s dsb= coseq dsb3=m(0 + cdq ) + m(6? cdq )dsb信号的包络不再与成正比，故不能进行包络检波，需采用相干解调；除不再含 有载频分量离散谱外，dsb信号的频谱与am信号的完全相同，仍由上下对称的两个 边带组成。故dsb信号是不带载波的双边带信号，它的带宽与am信号相同，也为基 带信号带宽的两倍，即bdsb = 2bm = 2fh(3-11)式中，bm = fh为调制信号带宽，九为调制信号的最高频

19、率。dsb信号的功率分配及调制效率由于不再包含载波成分，因此，dsb信号的功率就等于边带功率，是调制信号功率 的一半，即(3-12) 1 ；1pdsb = s dsb(t) = ps =-m (t) = -pin式中，为厶边带功pm=m2(t)为调制信号功率。显然,dsb信号的调制效率为100%11 抑制载波的双边帶幅度调制的好处是，节省了载波发射功率，调制效率高；调制电 路简单，仅用一个乘法器就可实现。缺点是占用频带宽度比较宽，为基带信号的2倍。3. 2. 3单边带调制(ssb)由于dsb信号的上、下两个边带是完全对称的，皆携带了调制信号的全部信息，因 此，从信息传输的角度来考虑，仅传输其中

20、一个边带就够了。这就又演变出另一种新的 调制方式一一单边带调制(ssb)ossb信号的产生产生ssb信号的方法很多，其中最基本的方法有滤波法和相移法。 用滤波法形成ssb信号用滤波法实现单边带调制的原理图如图3-9所示，图屮的为单边带滤波器。产生ssb 信号最直观方法的是，将hssbm设计成具冇理想高通特性叽或理想低通特性hs的 单边带滤波器，从而只让所需的一个边带通过，而滤除另一个边带。产生上边带信号时 hn即为hg，产生下边带信号时即为%。问图3-5 ssb信号的滤波法产生fig 3-5 ssb signal filtering method显然，ssb信号的频谱可表示为s ssb(q)=

21、 sdsb 3h ssb (q) =(q + % ) + m (q - % ssb(劲(3-14 )用滤波法形成ssb信号，原理框图简洁、直观，但存在的一个重要问题是单边带滤 波器不易制作。这是因为，理想特性的滤波器是不可能做到的，实际滤波器从通带到阻 带总有一个过渡带。滤波器的实现难度与过渡带相对于载频的归一化值有关，过渡带的 归一化值愈小，分割上、下边带就愈难实现。而一般调制信号都具有丰富的低频成分， 经过调制后得到的dsb信号的上、卜边带z间的间隔很窄，要想通过一个边带而滤除另 一个，要求单边带滤波器在附近具有陡峭的截止特性一一即很小的过渡带，这就使得滤 波器的设计与制作很困难，有时甚至

22、难以实现。"3为此，实际屮往往采用多级调制的办 法，目的在于降低每一级的过渡带归一化值，减小实现难度。 用和移法形成ssb信号，可以证明，ssb信号的时域表示式为(3-15)1 _ 1 asssb (t) = m(t) cos coct + m(t) sin a)ct式中，“一"对应上边带信号对应下边带信号；表示把m(t)的所有频率成分均 相移兀/2,称是的希尔伯特变换。根据上式可得到用相移法形成ssb信号的一般模型，如图3-12所示。图中h畑,为希尔伯特滤波器，它实质上是-个宽带相移网络，对的任意频率分量均相移-n /2o图3-6相移法形成ssb信号的模型fig 3-6

23、phase shift formed ssb signal model相移法形成ssb信号的困难在于宽带相移网络的制作，该网络要对调制信号的所有频率分量严格相移-兀/2,这一点即使近似达到也是困难的。网 ssb信号的带宽、功率和调制效率。从ssb信号调制原理图中可以清楚地看出，ssb信号的频谱是dsb信号频谱的一个 边带，其带宽为dsb信号的一半，与基带信号带宽相同，即bssr =bdsb =/h( 3t6 )式中，bm=fh为调制信号带宽，九为调制信号的最高频率。由于仅包含一个边带，因此ssb信号的功率为dsb信号的一半，即pssb =pdsb = + 加2 (3-17)显然，因ssb信号不

24、含有载波成分，单边带幅度调制的效率也为100%。单边带幅度调制的好处是，节省了载波发射功率，调制效率高；频带宽度只有双边 带的一半，频带利用率提高一倍。缺点是单边带滤波器实现难度大。肠3. 2. 4残留边带调制(vsb)残留边带调制是介于单边带调制与双边带调制之间的一种调制方式，它既克服了 dsb信号占用频带宽的问题，乂解决了单边带滤波器不易实现的难题。在残留边带调制中，除了传送一个边带外，还保留了另外一个边带的一部分。对于 具有低频及直流分量的调制信号，用滤波法实现单边带调制吋所需要的过渡带无限陡的 理想滤波器，在残留边带调制中已不再需要，这就避免了实现上的困难。用滤波法实现残留边带调制的原

25、理图如图3-14所示。图3-7 vsb信号的滤波法产生 fig 3-7 vsb signal filtering method 图中的h畑(e)为残留边带滤波器，其特性应按残留边带调制的要求來进行设计。 稍后将会证明，为了保证相干解调吋无失真地得到调制信号，残留边带滤波器的传输函 数h，sb ()必须满足hvsb (“ +)+ h¥sb (-畋、)=常数(319 )它的几何含义是，残留边带滤波器的传输函数在载频附近必须具有互补对称性。购 图3-8示岀的是满足该条件的典型实例：残留部分上边带时滤波器的传递函数如图3-8 (上)所示，残留部分下边带时滤波器的传递函数如图3-8 (下)所示

26、。一冬 0冬 g上边芍浅安烂一 cy. 0 cy. cy 下辻苛滤友生图3-8残留边带滤波器特性图3-8所示的滤波器,fig 3-8 vbs filter characteristics可以看作是对截止频率为的理想滤波器的进行“平滑”的结果，习惯上，称这种“平滑”为“滚降”。显然，由于“滚降”，滤波器截止频率特性的“陡度”变缓，实现难度降低，但滤波器的带宽变宽。由滤波法可知，vsb信号的频谱为sys9) = sdsb hvsb(q)=m (co coc) + m (co +(oc(co)(3-20)2由于vsb基本性能接近ssb, ifij vsb调制屮的边带滤波器比ssb屮的边带滤波器容 易

27、实现，所以vsb调制在广播电视、通信等系统中得到广泛应用。由于vsb基本性能接近ssb,而vsb调制中的边带滤波器比ssb中的边帯滤波器容 易实现，所以vsb调制在广播电视、通信等系统屮得到广泛应用。4调幅调制具体实现电路调幅调制的实现电路最为简单，稳定性也好，所以在现在应用最为广泛，调幅调制 乂分为高电平调制和低电平调制，高电平调制的将功放和调制二合为一，低电平调制则 是把二者分开，高电平调制电路多用集电极调幅电路，低电平多用模拟乘法器实现。下 面分别介绍两种具体实现电路。5高电平调制电路 5. 1集电极调幅集电极调幅是利用低频调制电压去控制晶休管的集电极电压，通过集电极电压的变 化，使集电

28、极高频电流的基波分量随调制电压的规律变化，从而实现调幅。实际上，它 是一个集电极电源受调制信号控制的谐振功率放大器，属高电平调幅。何调幅管处于丙 类工作状态。集电极调幅的基本原理电路如图5-1所示： 图中，设基极激励信号电压(即载波电压)为：(3-21)= % cos 690r则加在基射极间的ii#时电压为5 =+ % cos( 3-22)调制信号电压u加在集电极电路屮，与集电极直流电压ug串联，因此，集电极 冇效电源电压为k- = % + 5= vcc + 络 cos©)/ = vcc(l + ma cosqr)( 3_23)式屮，ug为集电极固定电源电压；ma=vjvcc为调幅指

29、数。网由式可见，集电极的有效电源电压uc随调制信号压变化而变化。由图42所示，图5-1集电极调幅原理电路 fig5-1 am collector circuit principle图5-2同集电极电压相对应的集电极电流脉冲的变化情形fig5-2 with the collector voltage corresponding to the pulse of the collector current situation changes图中，由于vbb与ub不变，故仏唤为常数，又rp不变，因此动态特性曲线的斜率 也不变。若电源电压变化，则动态线随ucc值的不同，沿平行移动。由图可以看出, 在欠压

30、区内，当ucc由ucci变至ucc2（临界）时，集电极电流脉冲的振幅与通角变化 很小，因此分解出的icn“的变化也很小，因而回路上的输出电压的变化也很小。这就 是说在欠压区内不能产生有效的调幅作用。20当动态特性曲线进入过压区后，ucc等于ucc3、ucc4等，集电极电流脉冲的振幅 下降，出现凹陷，甚至可能使脉冲分裂为两半。在这种情况下，分解出的icon随集电极 电压ucc的变化而变化，集电极回路两端的高频电压也随ucc而变化。输出高频屯压 的振幅uc=icml rp, rp不变，“随uc而变化，而ucc是受g控制的，冋路两端输出 的高频电压也随w变化，因而实现了集电极调幅。其波形如图43所示

31、。图5-3集电极调幅波形图figure 5 -3 collector waveform amplitude map当没有加入低频调制屯压uq （即=0）吋，逐步改变集电极直流电压ucc的大小, 同样叮ic电流脉冲发生变化，分解出的ico或ic讪也会发生变化。我们称集电极高频电 71 ic.nl （或ico）随ucc变化的关系线为静态调制特性曲线。根据分析结果可作出静态 调制特性曲线如图54所示。图5-4集电极调幅的静态调制特性fig 5-4-collector amplitude modulation characteristics of static静态调制特性曲线不能完全反映实际的调制过程

32、，因为没冇加入调制信号，输出电 压中没有边频存在，只有载波频率，不是调幅波。通常调制信号角频率q要比载波角频 率低得多，因此对载波來说，调制信号的变化是很缓慢的，可以认为在载波电压交 变的一周内，调制信号电压基木上不变。这样，静态调制特性曲线仍然能正确反映调制 过程。我们口j以利用它來确定已调波包络的非线性失真的大小。曲图4-4可知，为了 减小非线性失真，当加上调制信号电压时，保证整个调制过程都工作在过压状态，所以 工作点q应选在调制特性曲线直线段的中央，即uccq=1/2ucco处，ucco为临界工作 状态时的集电极直流电压。否则，工作点q偏高或偏低，都会使已调波的包络产生失真。电路特点：具

33、冇调制线性好，集电极效率高的优点，广泛用于输出功率较大的发射 机中。其缺点是所需的调制功率大。5. 2基极调幅电路图5-5晶体管基极调幅电路fig 5-5 base am transistor circuit简单工作原理：载波信号经过高频变压器t1加到bg的基极上，低频调制信号通 过一个电感线圈l与高频载波串联，c2为高频旁路电容器，c1为低频旁路电容器，r1 与r2为偏置的分压器，由于品体管的：冃（弧）关系曲线的非线性作用，用交流屯压去改 变基极偏置电流，集电极电流ic含有各种谐波分量，通过集电极调谐冋路把其中调幅波选取出来。电路特点：它的优点是耍求低频调制信号功率小，因而低频放大器比较简单

34、；灵敏 度较高。其缺点是工作于欠压状态，集电极效率较低，不能充分利用直流电源的能量； 调制特性的线性差。5.3发射极调幅电路图5-6发射极调幅电路fig 5-6 emitter circuit am简单工作原理：发射极调幅电路的工作状态于基极调制相似，只是需要较大的调制 电流，因为加到基极和发射极z间的电压为1伏左右，而集电极电源电压冇十几伏至几 i伏，调制电压对集电极电路的影响可忽略不计。如果调制信号加入发射极使发射极电 流变化，即会使集电极电流也发生变化，从而达到调制的目的。此外，这种屯路是基极 接地的方式，它比发射极接地的方式所允许的频率高。电路特点：工作频率高，其调制信号供给的功率较基

35、极调幅电路大。6低电平调幅电路集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线 路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为 两个信号相乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实现匕述功能比采用分立器件如 二极管和三极管要简单的多，而且性能优越。所以口前在无线通信、广播电视等方面应 用较多。集成模拟乘法器的常见产品有bg314、f1595、f1596、mci495> mc1496、 lm1595、lm1596等。下而介绍mci496集成模拟乘法器。6. 1mc1496的内部结构mci496是双平衡四象限模拟乘法器。其内部电路和引脚如图

36、4-2-1 （a） （b）所示。其 匕r?与卩珀、刃;组成双差分放大器，卩兀、刃；组成的单差分放大器用以激励 u7；。皿、刃；及其偏置电路组成差分放大器卩人、刃；的恒流源。引脚8与10 接输入电压从，1与4接另一输入电压u”输出电压u°从引脚6与12输出。引脚2与3 外接电阻心，对差分放大器卩以、卩兀产生串联电流负反馈，以扩展输入电压4的线性 动态范围。引脚14为负电源端（双电源供电时）或接地端（单电源供电使），引脚5外 接电阻出。用来调节偏置电流h及镜像电流i。的值。6. 2静态工作点设置mci496可以采用单电源供电，也可以采用双电源供电。器件的静态工作点由外接 元件确定。(1)

37、静态偏置电压的确定静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集一基极间的 电压应大于或等于2v,小于或等于最大允许工作电压。根据mci496的特性参数，对 于图621所示的内部电路，应用时，静态偏置电压(输入电压为0时)应满足下列关 系，即弘8=弘10，弘1=弘4， u6 = un(4-2-1)、15v > (w6,w12) - (w8,w10) > 2v15v > (坯，你)一(妁上4)n 2.7v(4-2-2)15v > (%,“4)一5 > 2.7v(2)静态偏置电流的确定图6-1 mc1496的内部电路图figure 6-2-1 mci4

38、96 internal circuit map一般情况下，晶体管的基极电流很小，对于图4-2-1 (a),三对差分放大器的基极 电流厶、仏、人和打可以忽略不记，因此器件的静态偏置电流主要由恒流源的值确定。 当器件为单电源工作吋，引脚14接地，5脚通过一电阻r5接正电源(+ucc的典型值为 + 12v),由于是人的镜像电流，所以改变电阻r5可以调节人的大小，即(4-2-3)当器件为双电源工作时，引脚14接负电源uee( 般接8v), 5脚通过电阻r5接 地，因此，改变r5也可以调节/。的大小，即u ee 0.7v(4-2-4)根据mci496的性能参数，器件的静态电流小于4ma, 般取i. =

39、i5= ma左右。(4-2-5)器件的总耗散功率可由下式估算pd = 215 （“6 - "14 ） + 厶（“5 - "14 ）pd应小于器件的最大允许耗散功率（33mw）。6. 3基本工作原理设输入信号ux = uxmcosej , ux =uymcos®，则mc1496乘法器的输出uo与反馈电阻re及输入信号匕、匕的幅值有关。6. 3.1不接负反馈电阻（脚2和3短接）vt3, vt4(4-2-6)匕和匕皆为小信号（ 26mv）时，由于三对差分放大器（vti，vt2, 及vt5, vt6）均工作在线性放大状态，则输出电压uo可近似表示为1 ru严誠uq产k&#

40、176;us=| k（qx”qv”cos（wx + wy）t + cos（叫一 wv）r 式屮，k°乘法器的乘积系数，与器件外接元件参数有关，即(4-2-7)式中，utkt温度的电压当量，当t=300k时，ut =26mv qrl输出负载电阻。式（4-2-6）表明，输入均为小信号时，mci496 口j近似为一理想乘法器。输出信号uq中只包含两个输入信号的和频与差频分量。b、匕为小信号，"x为大信号（大于1 oomv）时，由于双差分放大器（vti、vt2 和vt3、vt4）处于开关工作状态，其电流波形将是对称的方波，乘法器的输出电压（） 可近似表示为（n 为奇数）（4-2-8

41、）8=k°u紳工 cos®叫 + 叫"+ cos(nwx - wy )r=1输出信号u。中。包含wv ± wv, 3wx ± wv, 5wx ± wv,（2n 一 l）wv ± wv等频率分量。6. 3. 2接入负反馈电阻由于心的接入，扩展了匕,的线性动态范圉，所以器件的工作状态主要由匕决定, 分析表明：a、当匕为小信号（26mv）时，输出电压/可表示为(4-2-9)u。二器u, = | keuxtlluym cos(wx +)r + cos( - vvy )r eu 丁乙式中：kf =-（4-2-10）re5式（429）表

42、明，接入负反馈电阻心后，匕为小信号时，mci496近似为一理想 的乘法器，输出信号匕屮只包含两个输入信号的和频与差频。b、当匕为大信号（100mv）时，输出电压匕可近似表示为(4-2-11)上式表明，匕为大信号时，输出电压/与输入信号匕无关。 调幅调制小设载波信号的表达式为uc(t) = ugcos3 ,调制信号的表达式为 /() =匕加cosd，则调幅信号的表达式为+ *加久” cos(qq)t(4-2-12)t/0(z) = ucm (1 + 加 cos q/) cos 0上 =u® cos© + muctn cos仙 + £1)/ 式中， m调幅系数，m =

43、 ugljg；uctn cos coet载波信号；+ m u5 cos(69c +q)f上边带信号；+ mucin cos(69c - q)r下边带信号(a)调幅波波形(b)调幅波频谱图6-2振幅调制figure 6-2-2 amplitude modulation由图可见，调幅波中载波分量占有很大比重，因此信息传输效率较低，为提高信息 传输效率，广泛采用抑制载波的双边带或单边带振幅调制。双边带调幅波的表达式为cos(0+ g)/ + cos(0. - o)"(4-2-13)=niucm cos© cosg/单边带调幅波的表达式为cos(69t()(/) p5cosc+。)

44、/ 或(4-2-14)6. 4设计思想利用集成模拟乘法器来来得到抑制载波的双边带调制信号。实现载波的馈通和抑 制，载波馈通定义为只加载波时(基带信号电压为0)的输出电压。载波零点是通过调节 偏置调整电位器(电路图屮的r),以平衡差动放大器的电流获得。载波抑制是指对给定载波和信号电平，每个边带输出同载波输出的比值。载波抑制很大程度依赖丁载波输入 电平。载波值太低则不会完全打开mc1496小的开关器件，导致低载波抑制.高于载波 最佳载波电平会造成不必要的载波馈通，使载波抑制特性变坏.经反复试验，mc1496 芯片在60mvrms正弦波载波输入信号下，提供了载波频率在500 khz附近的最佳载波 抑

45、制，用于平衡调制器效果最佳。除了载波馈通及抑制、静态偏置，在用mci496设计调幅电路吋还要考虑共模摆幅、 互导纳带宽、耦合和旁路屯容、输出信号、信号端口的稳定性等因索的影响。综合以上 各种因索，最终设计出的am平衡调制器的原理图如图6-3o图63用双电源，能够扩大线性放大的范围。am平衡调制器原理接在1端的是调制信号; 10端输入载波电压uc。接在2端和3端lkq电阻起到负反馈作用，以扩大的线性动态范围。接在5端 的68kq电阻用来控制恒流源电路的恒流值i。接在6端和9端的3. 3 kq的电阻为两管的集电极负载电阻。从+12v电源到10端和8端的电阻为高位差动放人器提供基极偏电压。从8v电源

46、到4端和1端的电阻为低位差动放大器提供基极偏电压。接在4端和1端的电位器为载波调零电位器，其作用是将移去，只加载波电压 uc,调节电位器使输出载波电流i=0。电容起滤波和旁路作用（c5除外）。输出端的lc谐振冋路的作用是滤波，滤除载波频率成分。在调试吋，首先利用万用表检查器件各管脚静态偏置电位是否符合要求。其次调节 调零电路，输入载波，基带信号为零，调节电位计使电路达到平衡。另外还需注意：（1） y端输入信号幅度不应超过允许的线性范围，其大小与反馈电阻rv（2与3脚接的屯阻） 有关，否则输出波形会产生严重失真；（2） x端输入信号可应采用小信号。6.5 mc1496构成的振幅调制器电路如图63

47、所示其中载波信号uc经高频耦合电容c2从匕端输入，c3为高频旁路电容，使8脚接 地。调制信号匕经低频耦合电容g从匕端输入，c4为低频旁路电容，使4脚接地。调 幅信号匕从12脚单端输出。器件采用双电源供屯方式，所以5脚的偏置电阻r5接地, 由式（4-2-4）可计算器件的静态偏置电流人或厶，即r5 +5000=iina图6-3 mc1496构成的调幅器fig 6-3 mci496 devices pose am脚2与3间接入负反馈电阻心，以扩展调制信号的j/。的线性动态范围，仇增大, 线性范围增大，但乘法器的增益随之减少。电阻re、r7、氏及rl为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作

48、 在放大状态，所以阻值的选取应满足式(4-2-1). (4-2-2)的要求。对于图423所示电 路参数，测量器件的静态(匕=0, t/q = 0 )偏置电压为表1table 15uioui55u|25556v6v()0v8vs-0.7v-0.7v-6.8vr】、r2与电位器rp组成平衡调节电路，改变rp可以使乘法器实现抑制载波的振 幅调制或有载波的振幅调制6. 6结果分析6. 6. 1载波馈通条件是基带信号的电压1/5=0,只加入载波输入信号。观察波形的特征。该载波信 号电压与输出漏载波电压仏之比值，即载漏比为uc二3*0. iv v。二 1.6*5mvctt(db)=201g比二 18. 0

49、62db 匕图6-4载波输入信号fig 6-4 carrier input signal6. 6. 2载波抑制条件是载波信号的电压uc=o,只加入基带信号。观察波形的特征。该基带信号电压 匕电压仏之比值，即信漏比为u$ 二 6*10mv v（）二0. 4*5mv5fadb）二20陀比二31.484 dbv图6-5基带信号fig 65 baseband signal6. 6. 3抑制载波的的双边带调制信号（dsb）下图就是本电路实现的调幅信号，是抑制载波的双边带调制信号。从图可看出波形 略冇不对称，这是由器件本身的特性和电路实现是的一些干扰因素（如电容相互影响等） 造成的。图6-6抑制载波的双边

50、带调制信号fig 6-6 inhibition of bilateral carrier modulation signal6. 6. 4不同频率基带信号对已调波的影响当输入的基带信号为人二0. 5khz, us =20mv时，i/。波形如下图图6-7 0.5khz基带波与调幅波fig6-7 0.5khz base-band wave with wave amplitude当输入的基带信号为a=1.5khz, /二26mv时，波形如下图6-8图6-8 1.5khz基带波与调幅波fig6-8 1.5khz base-band wave with wave amplitude当输入的基带信号为斤二

51、3khz,二24 mv吋，波形如下图6-9图6-8 3khz基帶波与调幅波fig6-9 3khz base-band wave with wave amplitude不同输出输出信号比较表2tabic 2基带信号频率基带信号电压载波频率调幅信号vp_p0.5khz20mv30mhz26mv1.5khz26mv30mhz36.4mv3khz24 mv30mhz33.8mv6. 6. 5基带信号的幅度对已调波的影响在载波频率和基带信号频率都不变并冃载波的幅度也不变，只改变基带信号的幅度 v的情况下而产生的.通过实验观察波形可以看出，基带信号的调制效果不仅与载波的频率，还与基带信 号自身的振幅有关.

52、当基带信号幅度逐渐增加时会导致调幅波的幅度减小.这是由调制 核心器件mc1496模拟乘法器所决定，只对小信号有很好的调幅效杲，基带信号电压的 咼低可接决定芯片屮咼位品体管的开关状态。本电路当基带信号的幅度为2.8*50mv时，调幅波形失真。图6-7失真调幅波形fig 6-7 waveform distortion am6. 7误差分析因为电路的限制不可能实现理想的完全抑制载波，存在一定的载波馈通。存在冇频 率失真和非线性失真，述有会产生各种非线性干扰，如共模摆幅、互导纳带宽、耦合和 旁路电容，温度等因素也会影响实验的实现。为了抑制不需要的干扰，就要求输出端有 良好的选择性，即冋路应有较理想的谐

53、振曲线。同时为了扩大"s的线性动态范围，还 可加一个反双曲正切函数的附加网路o7结论本次设计中的难点是设计电路的实际焊接安装，因为作为核心部件的模拟乘法器 mcl496是集成芯片芯片，手工焊接芯片时首先要止确使用电烙铁，使用前要上锡,将电烙 铁烧热，待刚刚能熔化焊锡时，涂上助焊剂，再用焊锡均匀地涂在烙铁头上，使烙铁头 均匀的吃上一层锡。焊接吋间不宜过长，否则容易烫坏元件，必要吋要用银子夹住管脚 帮助散热。焊接完成后，耍用洒精把线路板上残余的助焊剂清洗干净，以防炭化后的助 焊剂影响屯路正常工作。电烙铁应放在烙铁架上。其次元件焊接顺序耍先难后易，先低 后高。宗旨是焊接方便，节省时间。先焊

54、接难度大的，如mcl496集成芯片。如果把这 些难度大的放于最后焊接，一旦焊接失败把焊盘搞坏，那就会而功尽弃。这样焊接起来 方便。如先把高的元件焊接了，有可能妨碍其他元件的焊接，尤其是高大的元件密集众 多的时候。如杲先焊接插装的元件，电路板就会在焊台上放不平，影响焊接效杲。焊接 后一定要检查先门测，然后用尖细的东四检查每个引脚是否松动，最后可用万用表测量。 如果两管脚z间短路可涂上些助焊剂，趁酒精尚未挥发z际拿烙铁再烫一次既可。再者波形观察分析时示波器的使用，示波器使用中低频信号发生器的输出端不允许 短接。输入信号的电压请勿超过规定的最大值。为防止显示器的荧光屏烧毁，波形显示 的亮度耍适中。用

55、示波器的x - y方式吋，请勿使用x 10mag功能，以避免波形中有 干扰信号产生。示波器暂时不用时，不必关机，只须将“辉度”调暗一些。示波器上所 有开关和旋钮都有一定的调节范围，按顺时针或逆时针方向调节时不可用力过猛。特别 要耐心反复调节多次待波形稳定再观察。一般电子仪器交流电源的干扰会通过变压器 原、副边z间杂散电容耦合到副边，在仪器地端存在一些干扰信号。该信号如果被串入 被测通路屮，就会造成测量误差。因此，实验屮多台电子仪器接地耍并在一起。最后通过本次研究发现30mhz的调幅小信号调幅调制使用模拟乘法器调制电路最为 简洁，适用范围广，am、dsb等都可以，而且集成电路的小型化适应了当前电

56、子行业的 发展方向，便于实际生产。致谢本文从选定课题，查阅相关资料和书籍，拟订设计方案，设计硬件屯路图和软件流 程图，撰写说明书，一直到定稿，历时数月。在本设计完成之际，首先要向我的导 师老师致以诚挚的谢意。在论文设计的过程中，老师孜孜不倦的教诲给了我莫大的帮助。老师学赋五车、态度严谨，和蔼可亲，在老师的悉心指导屮，我 不仅学到了扎实的专业知识，也在怎样为人处事等生活方面获益非浅；同时他对工作的 积极热情、认真负责、有条不紊、实事求是的态度，给我留下了极其深刻的印象，在此 我谨向老师表示衷心的感谢和深深的敬意。同吋，我要感谢.授课的各位老师，正是由于他们的传道、授业、解惑，让我学 到了专业知识，并从他们身上学到了如何求知治学、如何为人处事。我也要感谢我的母 校，是他提供了良好的学习环境和生活环境，让我的大学生活丰富多姿，为我的人 生留下精彩的一笔。另外衷心感谢我的同窗同学们和.学院的师兄师姐