风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述

1、风力发电双馈异步发电机励磁控制变频器综述禹华军上海输配电股份有限公司技术中心1 变速恒频风电系统结构风力发电机组通常由风力机、传动系统、发电机、偏航系统、变桨距系统和控制系统等部分组成。风力机的作用是将风能转换为机械能， 通过传动系统， 由齿轮箱增速， 将机械能传递给发电机。 发电机采用绕线式异步发电机， 通过交流励磁控制， 实现机械能向电能的转换，同时能实现风力机系统的变速恒频控制。 机舱与塔架之间安装有偏航系统， 使机舱对准来风的方向。变桨距系统通常在风速超过额定值时， 对风力机转速和输出功率进行控制， 保证系统机械和电气安全。 控制系统是风力发电机组的 “大脑”， 由它自动完成机组的所有

2、工作过程，并提供人机接口和远程监控的接口。对恒速风机来说，当风速跃升时巨大的风能将通过风力机传递给主轴、齿轮箱和发电机等部件，在这些部件上产生很大的机械应力。 如果上述过程频繁出现， 会引起这些部件的疲劳损坏，因此设计时不得不加大安全系数， 从而导致机组重量加大， 制造成本增加。 而当风力发电机采取变速运行时， 由风速跃升所产生的巨大风能， 其中部分被加速旋转的风轮所吸收，并以动能的形式存储于高速运转的风轮中， 从而避免主轴以及传动机构承受过大扭矩和机械应力。当风速下降后， 在相关电力电子装置调控下， 将高速风轮所存储的动能释放出来并转变为电能送入电网， 通过风轮的加速、 减速对风能的阶跃性变

3、化起到缓冲作用， 使风力机组内部能量传输部件应力变化平稳， 防止破坏性机械应力产生， 从而使风力机组运行更加平稳和安全。常用的变速恒频控制方法有： 鼠笼型异步发电机变速恒频 （包括定子侧串变频器） ，绕线型异步发电机变速恒频 （改变转子外接电阻），同步发电机变速恒频 （电磁式与永磁式），双主回路断路器齿轮箱10.24 kV, f = 50 Hzor 60 Hz抱闸带滑环的异步发电机发电机侧线侧变流器变流器变压器中压开关转子齿轮倾斜控制变频器变流控制风力发电机控制系统图 1 风力发电系统结构示意图馈感应异步发电机（ Doubly-Fed InductionGenerator-DFIG ）变速恒频

4、（包括无刷型） ，磁场调制型变速恒频，开关磁阻发电机变速恒频等。新型的商业化 MW级变速恒频风电机组的发电机大多采用双馈感应电机， 通过调节励磁电流，不仅可以调节发电机的无功功率， 也可以调节发电机的有功功率。 额定风速以下， 风力机按优化桨距角定桨运行， 由发电机控制系统来控制转速， 调节风力机叶尖速比， 实现最佳功率曲线的追踪和最大风能的捕获； 在额定转速以上风力机变桨距运行， 由风力机控制系统通过调节浆距角来改变风能系数， 从而控制风电机组的转速和功率， 防止风电机组超出转速极限运行而引起事故。因此 , 额定风速以下运行是变速恒频发电运行的主要工作方式，变速恒频的目标是追踪与捕获最大风能

5、。通过控制发电机输出有功功率，来控制其电磁阻转矩，从而实现机械速度调节。变速恒频双馈发电系统结构示意图如图1 所示1 。2 双馈异步发电机励磁控制变频器的功能在研究双馈异步发电机励磁控制变频器之前， 首先需要了解风力机三种典型的运行状态，其过程用图 2 表示 2 。图中， Pr 为风力机输出功率， Vr 为风力机转速， C p 为风能转换效率， U C 为风力机切入风速， U B 为允许转子最大转速时的风速，U R 为额定风速， U F 为风力机切出风速。1) 低风速段实行变速运行， 可保持一个恒定的 Cp 值 ( 尽可能大， 最好达到 Betz 极限值 ) ，根据风速变化控制风力机转速， 使

6、叶尖速比不变，直到转速达到极限。这一过程通常称为最大风能跟踪运行区域，既可以由风力机调速实现，也可以由 图 2 风力机典型运行过程曲线发电机调速实现。2) 风速进一步加大时，风力机转速达到极限，为保证风力机旋转部分机械安全，此时风力机旋转速度不再增加， 按恒定转速控制风力机运行， 直到输出最大功率， 此时的风力机功率系数 Cp 不一定是最大值。3) 超过额定风速时， 输出功率达到极限，按恒功率输出调节风力机。2 1 变速恒频控制功能一般来说，当风力机运行在额定风速以下时，由双馈异步发电机对风力机进行调速，同时实现最大风能跟踪。 而在额定风速以上时，由变桨距系统对风力机进行调速。 事实上，在商用

7、风电系统中， 变桨距调速和发电机调速常常相互配合， 变桨距调速相当于粗调， 发电机调速相当于微调。由于变桨距调节响应较慢， 在发电机额定功率和变频器容量允许的前提下，遇到风速变化较快的情况时， 由发电机来进行速度调节。 由于发电机定子侧与电网相连， 其电压频率需与电网一致， 通常电网电压频率变化较小， 可视为恒定。 因此双馈异步发电机不仅要实现变速运行， 同时要保证定子侧频率不因转子转速变化而变化。 通过转子侧变频器励磁控制，可以实现这一变速恒频功能。2 2 最大风能跟踪功能风力机组最大风能跟踪的原理是，通过双馈异步发电机对风力机进行调速，使得风力机运行在功率风速曲线的峰值点。在同一风速下，不

8、同的风力机转速对应不同的功率输出，其中存在一个最优转速使得风力机输出功率最大。不同的风速对应不同的功率风速曲线，每条曲线都有各自的最大功率点， 最大风能跟踪的目的就是使得风力机在不同风速情况下都能输出最大的功率。 也就是找到一条最优功率曲线， 使得风力机在任何风速下输出功率均为最大值。对于风力机而言， 其最优功率曲线实际上已确定， 因此在控制中可以采用设定最优功率曲线的方式实现最大风能跟踪。 将功率风速曲线制成数据表格存储在控制器内， 运行中根据检测到的风速值查表， 对应的功率值作为发电机变频器转子侧变换器控制的有功功率给定值。但是由于风力机各点风速并不一致， 因此这种方法可能并不能得到真正的

9、最大功率输出。通过简化风力机数学模型， 可以得到风力机最优功率曲线的数学表达式， 从而通过计算的方式进行最大风能跟踪。此外，通过对输出功率和风力机转速非线性关系的实时判断，同样可以找到其最大功率点。以上方法无一例外的都是通过发电机变频器励磁控制来实现。2 3 双向潮流控制功能在风电系统中，发电机同步转速一定，而实际运行时转子转速随风速变化。当转子转速低于同步速时，变频器需要转子提供超前的励磁电流，能量由电网通过变频器提供给转子。当转子转速高于同步速时， 变频器需向转子提供滞后的励磁电流， 也就是转子侧能量向变频器方向流动，并回馈给电网。 由此，变频器必须具有能量双向流动功能， 这就是双馈发电机

10、励磁控制采用双 PWM变换器的原因。2 4 功率因数调节功能考虑到风电系统的功率扰动以及电网本身的供电质量问题，我们希望风力发电系统发电机输出有功功率可调节， 同时还能改变输出功率因数。通过转子侧变频器励磁控制， 可以实现风力发电机组在稳定状态下的总有功功率和转差率不随功率因数设定值的变化而变化。 其总有功功率由机组的风机功率特性与风况决定， 同时，发电机的转差率由风力机组的总有功功率和转速控制特性决定，与发电机输出无功功率无关。3 双馈异步发电机励磁控制变频器工作原理3 1 变速恒频控制原理根据同步转速下定转子磁场相对静止时的频率关系式（1），当风速变化引起发电机转速变化，也即转子机械频率f

11、m 变化时，需控制转子电流的励磁电流频率f2 ，以保持定子输出频率 f1 恒定。f1pf mf 2（ 1）式中 p 为发电机极对数。对应发电机有三种运行状态，取n 为发电机转子转速，n1（ n160 * f1 / p ）为气隙同步旋转磁场的转速：1）当 n n1时，发电机处于亚同步速运行，此时变频器向发电机转子提供正相序励磁，式（ 1）取正号；2）当 n n1时，发电机处于超同步速运行，此时变频器向发电机转子提供负相序励磁，式（ 1）取负号；3）当 n n1时，发电机处于同步速运行，f 20 ，变频器向转子提供直流励磁。以上即是 DFIG励磁控制变频器变速恒频控制的工作原理。3 2 最大风能跟

12、踪控制3根据风力机最优功率曲线，风力机最大输出功率可用下式表示（ 2）式中，。其中，m 为风力机转速， R 为风轮半径， C p m ax 为最大风能转换效率，opt 为最佳叶尖速比。对于一台确定的风力机，在风速和桨距角一定时，总存在一个最佳叶尖速比opt 对应着一个最大的风能转换系数C p m ax 。因此，在任何风速下，只要调节风力机转速，使其叶尖速比（opt ）保持不变，就可以维持风力机在C p m ax 下运行，这就是风力机最大风能捕获的运行原理。3 3 双向潮流控制原理DFIG变频器结构框图如图3 所示。根据发电机的运行状态不同，变频器能量流向也不同。n1n1）发电机亚同步状态运行时

13、，转差率s > 0（ s），变频器向转子绕组输入电功率（即滑差功率）。此时，图 3 中转子侧 PWM变换器处于逆变状态，电网侧PWM变换器处于整流状态。2）发电机超同步状态运行时，转差率s< 0 ，转子绕组向变频器输入电功率（即滑差功率）。此时，图 3 中转子侧 PWM变换器处于整流状态，电网侧PWM变换器处于逆变状态。3）发电机同步状态运行时，转差率s = 0 ，变频器向转子提供直流电流。图 3 电压源型双 PWM 变换器3 4 功率因数调节原理通过转子电流的解耦控制， 调节转子电流的转矩分量， 即可控制发电机输出的有功功率；调节转子电流的励磁分量， 即可控制发电机输出的无功功率

14、。 目前大多数文献所述的励磁控制模型都是从基于同步坐标轴系下的数学模型推导出来的。 当定子取发电机惯例 , 转子取电动机惯例时，其 dq 同步坐标轴系的数学模型如式（ 3）所示 4 。usdR1 L1 p1 L1Mp1 Mi sdusq1L1R1 L1 p1 MMpi sq（3）urdMp2 MR2 L2 p2 L2i rdurq2 MMp2 L2R2 L 2 pi rqTemM (i sq i rdisd irq )（ 4）该数学模型简单 ,可以方便地推导出各种励磁控制模型, 从而导出 DFIG的有功功率、无功功率独立稳态解耦控制算法。4 双馈异步发电机励磁控制变频器控制策略4 1 矢量控制

15、在基于同步电动机变频调速的矢量控制策略中， 由于转子接变频器的结构特点， 目前应用在 DFIG的励磁控制中主要有两大类， 即基于气隙磁场定向的矢量控制策略和基于定子磁场定向的矢量控制策略 5 。4 1 1 基于气隙磁场定向的矢量控制策略将同步轴线 d轴与气隙磁场向量重合，忽略定子漏阻抗和转子漏感，并近似认为气隙磁链不变，得到解耦的有功和无功分量如下：P1usqi rqQ1（ 5）usq i rd usq m / Mirdurd/ R2（ 6）irq(urqusq2 m ) / R2该励磁控制模型在推导中忽略定子漏阻抗和转子漏感，同时近似地认为气隙磁链为常数，使得模型精度下降， 定子端电压矢量和

16、矢量参考轴之间有较大的相位差，同时有功和无功分量的计算变得相当复杂， 影响系统的实时性处理。 因此目前较多采用定子磁场定向的矢量控制方法。4 1 2 基于定子磁场定向的矢量控制策略将同步轴线 d轴与定子磁场向量重合，推导出解耦有功和无功分量方程。P1u sqi rq/ L1（ 7）Q1usq ( sMi rd ) / L1这一方法可以解决气隙磁场定向带来的定子电压矢量与参考轴之间的相位差问题，在现有双馈风力发电系统中得到广泛应用。当采用定子磁链定向控制并维持定子磁链恒定时，DFIG的转矩和定子侧有功功率可通过转子电流的转矩分量irq 控制，而定子侧的无功功率可以通过转子电流的励磁分量i rd

17、控制。由于 DFIG在小转差率范围内运行，转子侧电压较低，转子侧补偿无功所需的容量较小。功率因数不随发电机发出的有功功率变化，可实现较好的功率因数控制。4 2 直接功率控制直接功率控制是从异步电机直接转矩控制思想中演变而来的，不同于矢量控制，直接转矩控制不需要进行坐标变换。 直接功率控制采用空间矢量的概念来分析双馈电机的数学模型和控制其物理量， 从控制发电机定子侧有功功率和无功功率的角度出发， 分析转子侧变频器输出的 6 个非零电压空间矢量和 2 个零电压空间矢量，分别在次同步速和超同步速运行状态对转子磁链矢量相位和幅值的影响， 确定直接功率控制策略所需的电压矢量选择表。 其具体实现与直接转矩

18、控制相似，有功功率和无功功率分别由两个 bang-bang（砰 - 砰）控制器将检测值与给定值进行滞环比较， 输出量按电压矢量选择表确定转子侧变换器的开关状态。 在定子磁链定向条件下， 定子侧有功功率可通过转子磁链矢量和定子磁链矢量的夹角实现， 而定子侧的无功功率则通过控制转子磁链的幅值实现。目前这种方式尚处于实验室研究阶段。4 3 多标量控制DFIG是一个非线性多变量强耦合的系统， 应用非线性控制理论进行研究， 更能反映问题的本质。文献 6 基于微分几何的非线性反馈线性化理论提出了感应电机的多标量模型及其控制策略。定义转子转速、 定子磁链幅值的平方、 定子磁链和转子电流的标量积和矢量积的模

19、4 个标量作为状态变量，通过对依据 4 个标量的电机微分方程进行非线性变换，得到 2 个独立的线性子系统： 机械子系统和电磁子系统。 在忽略定子电阻影响， 并对定子磁链做归一化处理后，电机的有功功率与定子磁链和转子电流的矢量积的模成一次函数关系。利用PI 调节器分别实现发电机定子侧有功功率和无功功率的控制。由于该方法的基础是已知参数的电机模型和参数的精确测量或观测，然而在运行中电机参数受温度和磁饱和等影响，并且磁链观测的准确性很难保证，这些都影响系统的鲁棒性。目前采用该模型研究DFIG励磁控制的文献较少。5 双馈感应发电机励磁控制变频器拓扑5 1 电压源型双 PWM变换器变换器结构如图4 所示

20、。5 1 1 工作特点(1) 超同步运行，即转子速度大于定子磁场旋转速度， 网侧 PWM变换器工作在逆变状态，转子侧 PWM变换器工作在整流状态；风力机产生的大于发电机额定功率部分的电能经由转子和双 PWM变换器馈入电网。(2) 亚同步运行，即转子速度小于定子磁场旋转速度， 网侧 PWM变换器工作在整流状态，转子侧 PWM变换器工作在逆变状态；电能通过双 PWM变换器馈入发电机转子。这一方式可以用于风力机加速启动阶段。(3) 同步运行，即转子速度等于定子磁场旋转速度，变换器向发电机转子注入直流电流。512 优点(1) 电路简单。技术成熟。最为常用。(2) IGBT 现有容量水平可以满足构建 M

21、W级 DFIG励磁系统。(3) 交直交方式实现了两个变换器之间的解耦，当电网故障时，可通过直流侧电压控制维持对转子励磁的有效调节。(4) 网侧变换器具有 BOOST特性，有利于直流侧电压控制，便于对转子电压调节。513 缺点(1) 直流侧电容容量较大。(2) 变换器高频开关状态下功率损耗较大。(3) 开关器件电压应力大， 转子绕组也要承受较大的 dv/dt 应力。52 交直交电流源与电压源并联变换器变换器结构如图4 所示。5 2 1 工作特点图 4 电流源电压源并联变换器主变换器为电流源型，输出方波电流，开关频率低，可采用GTO等降低开关损耗；辅变换器为电压源型，相当于有源滤波器，可抑制主变换

22、器生成的电流谐波和进行无功补偿。522 优点(1) 功率损耗低。(2) 辅变换器中的续流二极管为主变换器换流过程中的过电压尖峰提供吸收回路，其中直流侧电容作为吸收元件。(3) 辅变换器除了抑制主变换器生成的电流谐波和进行无功补偿外，还可对主变换器提供阻尼，以抑制轻载时的电流振荡。523 缺点(1) 电流源型变换器电压传输比低， 送至转子侧电压只有网侧的 86.6 ，因此在同样功率下变换器和转子电流大，静态损耗大。(2) 转子承受 dv/dt 大。(3) 元器件较多，控制较为复杂。(4) 由于主变换器频率低，因此系统动态响应慢。(5) 两变换器的协调控制困难，可能出现系统振荡。5 3 交交变换器

23、变换器结构如图5 所示。5 3 1 工作特点无直流侧回路，功率器件较多。532 优点(1) 只需一级功率变换，变换效率高；无直流侧电容，系统可靠性更高。(2) 晶闸管可实现自然换流，降低控制难度。图 5 交交变换器(3) 可组成多脉波系统。533 缺点(1) 元器件多。(2) 功率管移相触发，谐波电流大；低次电压谐波严重。(3) 开关频率低，动态响应慢。(4) 无直流侧环节，降低了电网故障时连续工作的能力。5 4 矩阵式变换器变换器结构如图6 所示。5 4 1 工作特点亦属于交交变频，功率器件采用双向可控自关断器件，PWM驱动。542 优点(1) 与两电平双 PWM变换器相比，电压谐波更少，属

24、于三电平变换。(2) 无直流侧电容。(3) 元器件热应力平均，缓和了散热难度。(4) 开关损耗较小。543 缺点(1) 目前尚无商业化的双向功率器件。(2) 电压传输比低。(3) 无直流侧环节也降低了电网故障时连续工作的能力。图 6 矩阵式变换器5 5 多电平 PWM变换器变换器结构如图 7 所示5 5 1 工作特点利用电容电压的组合叠加，形成多电平输出。552 优点(1) 可用于大功率励磁控制。(2) 输入输出特性好，电力谐波更少。(3) 同样谐波性能下，可降低开关频率，开关损耗降低。(4) 电压输出比高。553 缺点图 7 多电平变换器1）直流母线电容电压可能不均衡；2）开关器件多，导通损

25、耗大；6 变频器控制与设计关键技术6 1 变频器结构与功率器件选择根据不同的应用场合和功率等级，应该选择不同的变流器拓扑结构。比如，在小功率场合，我们可以使用常用的六脉波整流器和三相桥式逆变器。而在高压大功率场合， 整流侧则至少要用 12 脉波整流器，逆变则用多电平逆变器。为了实现电机的四象限运行，必须使用可逆变流器，也就是双PWM变换器。在中小功率场合，一般采用IGBT 和 IPM 模块。 IGBT 开关速度快，通态压降和损耗都较小，综合性能佳，至今已被各类变频器广泛采用。其耐压和通流能力最高能做到3.3kV ，1200A。一个 IPM模块包含多个 IGBT和其驱动保护电路， 新型的 IPM

26、 设置还将光耦集成在一起。这种高度集成的器件性能和稳定性都很理想， 现已被广泛用于变频器中， 其通流能力约在 10-600A。在大功率场合， 可以用多个 IGBT串联实现， 但这种方式会增加损耗， 降低可靠性， 所以较少采用。现在一般用 IGCT这种新型功率器件实现。这种器件使 GTO的替代品，兼顾了大容量和高开关频率。 IGCT芯片在不串不并的情况下， 二电平逆变器容量为 0.5-3MW，三电平逆变器容量为 1-6MW。该器件现已经商品化，目前最高耐压通流等级为： 6kV/4kA 左后，常用的为 4.5kV/4kA 。6 2 变频器开关损耗计算变频器开关损耗主要包括：正向损耗，开通损耗，关断

27、损耗和恢复损耗等 7 。其中正向损耗包括功率元件导通损耗和反向并联二极管续流损耗， 正向损耗不仅跟输出电流和导通时间有关，而且跟功率元件和二极管本身导通电阻有关。 功率元件的开通和关断损耗主要是由于开关状态时，功率元件端电压下降（或上升）与内部电流上升（或下降）曲线在时间上存在重叠部分，从而产生开关损耗。 一般来讲，开关频率越高， 其电压和电流的上升 （或下降）时间缩短，二者的重叠区变小， 因此每次开关的损耗降低。 但是由于开关次数的增加， 反而可能导致总的开关损耗增加。 所以在实际应用中， 并不是开关频率越高越好。 恢复损耗主要是由旁路二极管的反向恢复过程引起的。具体的计算公式可参考相关文献

28、7 。6 3 谐波抑制与滤波技术根据变频器分类，变频器供电系统的就地谐波治理与无功功率补偿装置分为：含各次滤波器的动态无功功率补偿装置、 6%电抗的动态无功功率补偿装置、固定投入各次滤波器的装置、有源电力滤波器。6 3 1 交- 直- 交电流型变频器电网通过可控硅三相全控桥给变频器供电，功率因数角约等于控制角。供电电流包含6K±1 次谐波 (K=1、2、3) ，并且在直流电流无脉动的理想情况下，n 次谐波电流含量是基波电流的 1/n 。实际上，直流电流脉动导致五次谐波和七次谐波含量增加，大于七次谐波的高次谐波含量减少。就地实现谐波治理和无功功率补尝是安装含各次滤波器的动态无功功率补偿

29、装置。装置中计算机根据基波无功功率投入一定数量的五次、七次、十一次和十三次滤波器。 滤波器对基波呈容性，补偿基波无功功率；滤波器对谐波呈现很小的电感，滤除各次谐波无功功率。632 交- 交变频器电网通过可控硅三相可逆整流桥给变频器供电，功率因数很低。 供电电流不仅包含6K±1 次谐波 (K=1、2、3 ) ，还在谐波附近出现间隔为变频器输出频率的间谐波。用五次、七次、十一次和十三次滤波器可以滤除谐波， 但是滤波器器对一些间谐波呈容性， 必然产生间谐波放大现象。就地实现谐波、间谐波治理和无功功率补偿是安装 6%电抗的 TSC动态无功功率补偿装置。特点是对五次和五次以上谐波和间谐波都呈感

30、性， 没有谐波放大现象。 对五次、七次谐波和五次、七次谐波附近的间谐也有一定的滤波效果。6 3 3 交- 直- 交电压型变频器电网通过三相二极管整流桥给变频器供电， 功率因数大于 0.97 。由于二极管整流桥仅在网压峰顶开通， 对电容器充电， 电流波形是导通角较窄的尖锋。 供电电流包含 6K± 1 次谐波(K=1、 2、 3) ，谐波含量随进线电抗和直流滤波电抗的电感量增加而减少。对供电变压器还有其它感性负载的场合，可以安装含各次滤波器的 TSC动态无功功率补偿装置；对几乎全是交 - 直- 交电压型变频器的车间由于不需要补偿基波无功功率需要滤除谐波无功功率，应安装固定投入各次滤波器的

31、装置。前述方法均是从消除供电电流谐波的角度说明的。而从消除变频器输出电压谐波的角度来看，主要有配置输出滤波器和改进控制算法这两种手段。一种典型的例子就是用于大功率变频器控制的 SHEPWM算法，这种算法可以在开关次数最少的条件下获得输出电压波形的最优化，并完全消除指定次数的谐波，从而减少开关损耗，提高系统效率。6 4 变频器电磁兼容性设计变频器大多运行在恶劣的电磁环境中，同时作为电力电子设备， 它们内部由电子元器件、微处理芯片等组成， 会受到外界的电磁干扰。 另外，变频器的输入和输出侧的电压、电流含有丰富的高次谐波，成为干扰源，对其他电子设备进行干扰。6 4 1 变频器输入侧产生的谐波变频器的

32、输入部分是整流电路，它具有非线性特性，因此产生高次谐波，此高次谐波将使输入的电压波形和电流波形发生畸变。图 8 中所示为变频器的整流电路， 三相交流电经全波整流后由电容进行滤波。 从 A 相为例的输入电压与电流波形可以看出输入电流的波形发生了畸变。对输入电流进行频谱分析后，可知其5 次、 7 次谐波分量较大。在风力发电双馈异步发电机励磁变频器中，采用的是双 PWM变换器结构，因此无论是转子侧还是电网侧变换器工作在整流状态时， 均可以通过PWM整流技术降低输入电流畸变率。6 4 2 变频器输出侧产生的高次谐波对于 PWM控制的电压源型变频图 8 变频器不可控整流电路与输入电流波形器，其输出电压波

33、形为矩形波。 其中谐波频率的高低与变频器调制频率有关。调制频率低 ( 如 1-2kHz) ，人耳能听得见高次谐波频率产生的电磁噪声 ( 尖叫声 ) 。若调制频率高 ( 如 20kHz 以上 ) ，人耳听不见， 但高频信号仍是客观存在的。对电压及电流波形，通过傅立叶分析，可得出各次谐波的含量。高次谐波电流对负载直接干扰；另外高次谐波电流还通过电缆向空间辐射，干扰邻近电气设备。6 4 3 变频器的电磁兼容性电磁干扰信号有两种基本传播路径，即线路传播方式和空间传播方式。 电磁兼容性（EMC）指的是系统自身电磁干扰信号对外部环境产生的影响以及外部电磁干扰信号对系统本身的影响都控制在一定范围内。6 4

34、3 1 变频器作为噪声发射源图 9 中的寄生电容 Cp存在于电机电缆和电机内部， 变频器通过寄生电容将产生一个高频脉冲噪声电流，此时变频器成为一个噪声源。 由于噪声电流的源是变频器， 因此它一定要流回变频器。图中Ze 为大地阻抗， Zn为动力电缆与地之间的阻抗。 噪声电流流过此二阻抗所造成的电压降将影响到同一电网上的其它设备造成干扰。此外，变频器的整流部分也会产生低频谐波，导致电网电压产生畸 图 9 变频器供电回路和电压电流变。当电网的短路阻抗小于 1%时，建议加进线电抗器来抑制低频干扰。为解决此问题，可使用屏蔽电机电缆，从而能使噪声电流沿着给定的路线流回变频器，以抑制高频噪声。屏蔽方式如图

35、10 所示。图 10 变频器供电回路屏蔽设计图 11 变频器接受噪声回路图 12 变频器抑制噪声输入屏蔽方式6 4 3 2 变频器作为噪声接受器图 11 中高频噪声电流 Is 可以通过耦合电容进入变频器， 并且在阻抗 Zi 上产生一个压降，导致扰动噪声，此时变频器就成为噪声接受器。最有效的方法是严格隔离噪声源和信号电缆，且信号电缆的屏蔽一定要在两端接地，如图 12 所示。6 4 3 3 变频器 EMC有效措施1) 要确保电气传动柜中的所有设备接地良好。 要求使用短和粗的接地线连接到公共接地点从或接地母排上。 特别重要的是， 接到变频器的任何控制设备都要与其共地， 且使用短和粗的导线。同时电机电

36、缆的地线应直接连接到相应变频器的接地端。2) 为有效的抑制电磁波的辐射和传导，变频器驱动用的电动机电缆必须采用屏蔽电缆，屏蔽层的电导必须至少为每相导线芯的电导的 1/l0 。3) 控制电缆最好使用屏蔽电缆。 模拟信号的传输线应使用双屏蔽的双绞线， 不同的模拟信号线应该独立走线， 有各自的屏蔽层， 以减少线间的的耦合。 不要把不同的模拟信号置于同一个公共返回线。低压数字信号线最好使用双屏蔽的双绞线， 也可以使用单屏蔽的双绞线。模拟信号和数字信号的传输电缆应该分别屏蔽和走线。4) 电动机电缆应独立于其它电缆走线，同时应避免电机电缆与其它电缆长距离平行走线，这样可以减少变频器输出电压快速变化而产生的

37、电磁干扰。 如果控制电缆和电源电缆交叉，应尽可能使它们按 90 度角交叉，同时必须用合适的夹子将电机电缆和控制电缆的屏蔽层固定到安装板上。5) 如果变频器运行在一个对噪声敏感的环境中， 可以采用 RFI 滤波器减小来自变频器的传导和辐射干扰。6) 进线电抗器用于降低由变频器产生的谐波， 同时也可用用于增加电源阻抗， 并帮助吸收附近设备投入工作时产生的浪涌电压和主电源的电压尖峰。 进线电抗器串接在电源和变频器功率输入端之间。如果还使用了 RFI 滤波器，则滤波器应串接在进线电抗器和变频器之间。当对主电源电网的情况不了解时，最好加进线电抗器。7 通用变频器技术发展展望随着新型电力电子器件和高性能微

38、处理器的应用以及控制技术的发展，通用变频器的性能价格比越来越高， 体积越来越小， 而厂家仍然在不断地提高可靠性实现变频器的进一步小型轻量化、高性能化和多功能化以及无公害化而做着新的努力。 变频器性能的优劣， 一要看其输出交流电压的谐波对电机的影响； 二要看对电网的谐波污染和输入功率因数； 三要看本身的能量损耗如何。以交直交变频器为例，阐述它的发展趋势。7 1 主电路拓扑与功率元件变频器主电路的拓扑结构方面。变频器的网侧变流器对低压小容量的装置常采用6 脉冲变流器，而对中压大容量的装置采用多重化12 脉冲以上的变流器。负载侧变流器对低压小容量装置常采用两电平的桥式逆变器，而对中压大容量的装置采用

39、多电平逆变器。对于四象限运行的转动，为实现变频器再生能量向电网回馈和节省能量，网侧变流器应为可逆变流器，同时出现了功率可双向流动的双 PWM变频器，对网侧变流器加以适当控制可使输入电流接近正弦波，减少对电网的公害。主电路功率开关元件趋向于自关断化、模块化、集成化、智能化；开关频率不断提高，开关损耗进一步降低。7 2 控制方法脉宽调制变压变频器的控制方法可以采用正弦波脉宽调制控制、消除指定次数谐波的PWM控制、电流跟踪控制、电压空间矢量控制( 磁链跟踪控制 ) 。变频调速控制方法的进展主要体现在由标量控制向高动态性能的矢量控制与直接转矩控制发展和开发无速度传感器的矢量控制和直接转矩控制系统方面。微处理器的进步使数字控制成为现代控制器的发展方向。近几年来，国外各大公司纷纷推出以 DSP(数字信号处理器 ) 为基础的内核， 配以电机控制所需的外围功能电路， 集成在单一芯片内的称为 DSP单片电机控制器，价格大大降低，体积缩小，结构紧凑，使用便捷，可靠性提高。 DSP和普通的单片机相比，处理数字运算能力增强 1015 倍，可确保系统有更优越的控制性能。 数字控制使硬件简化， 柔性的控制算法使控制具有很大的灵活性， 可实现复杂控制规律，使现代控制理论在运动控制系统中应用成为现实， 易于与上层系统连接进行数据传输，便于故障诊