全差分套筒式共源共栅放大器及其共模反馈电路

1、一 毕业设计（论文）进展情况 运算放大器是许多模拟系统和混合数字信号系统中的一个完整部分,也是构成这些系统的基本单元. 因而设计高性能的运算放大器可以使系统的总体性能得到提高。一、两级运算放大器分析两级CMOS运算放大器的设计 两级CMOS运算放大器1、基本目标 参照CMOS模拟集成电路设计第二版p223.例6.3-1设计一个CMOS两级放大器，满足以下指标： 相位裕度： 为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。要想得到大的增益我们可以采用共

2、源共栅结构来极大地提高输出阻抗的值，但是共源共栅结构中堆叠的MOS管不可避免地减少了输出电压的范围。因为多一层管子就要至少多增加一个管子的过驱动电压。这样在共源共栅结构的增益与输出电压范围相矛盾。为了缓解这种矛盾引进了两级运放，在两极运放中将这两点各在不同级实现。如本文讨论的两级运放，大的增益靠第一级与第二级相级联而组成，而大的输出电压范围靠第二级这个共源放大器来获得。典型的无缓冲CMOS运算放大器特性边界条件要求工艺规范见表2、3电源电压电源电流100a工作温度范围070°特性要求增益增益带宽5MHz建立时间摆率ICMRCMRR60dBPSRR60dB输出摆幅输出电阻无，仅用于容性

3、负载失调噪声100(1kHz时)版图面积5000表1 典型的无缓冲CMOS运算放大器特性2、两级放大电路的电路分析图1中有多个电流镜结构，M5,M8组成电流镜，流过M1的电流与流过M2电流，同时M3，M4组成电流镜结构，如果M3和M4管对称，那么相同的结构使得在x，y两点的电压在Vin的共模输入范围内不随着Vin的变化而变化，为第二极放大器提供了恒定的电压和电流。图1所示，Cc为引入的米勒补偿电容。表2 0.5工艺库提供的模型参数 CSMC 0.5um Double Poly Mix CMOS process model工艺参数NMOS0.70161.28E-8404.257PMOS-0.95

4、081.24E-8219.5单位表3 一些常用的物理常数常数符号常数描述值单位室温下自由空间介电常数二氧化硅的介电常数利用表2、表3中的参数计算得到第一级差分放大器的电压增益为： （1）第二极共源放大器的电压增益为 （2）所以二级放大器的总的电压增益为 （3） 相位裕量有要求60°的相位裕量，假设RHP零点高于10GB以上所以 即 由于要求的相位裕量，所以可得到=2.2pF因此由补偿电容最小值2.2pF，为了获得足够的相位裕量我们可以选定Cc=3pF考虑共模输入范围：在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有 （4）在最小输入情况下，考虑M5处在饱和区，有 （5）而电路的一些基本指标有

5、 （6）GB是单位增益带宽P1是3DB带宽GB= （7） （8） （9）CMR: 正的CMR (10) 负的CMR (12)由电路的压摆率得到=(3*10-12)()10*106)=30A(为了一定的裕度，我们取。)则可以得到，下面用ICMR的要求计算(W/L)311/1所以有=11/1由，GB=5MHz，我们可以得到即可以得到 用负ICMR公式计算由式（12）我们可以得到下式如果的值小于100mv，可能要求相当大的，如果小于0，则ICMR的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小或者增大来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们等于-1.1V为下限值进行计算则可以得到的进而推出即有为了得到6

6、0°的相位裕量，的值近似起码是输入级跨导的10倍（allen书p.211例6.2-1），我们设，为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的正确镜像，要求，图中x，y点电位相同我们可以得到进而由我们可以得到直流电流同样由电流镜原理，我们可以得到3、仿真和测量（1）DC分析图2 VOUT、M5管电流、M7管电流、Vx与Vy与输入共模电压变化的关系1.1 Vss<vin<Vth+VssM1,M2,M3,M4工作在截止区。由于管子宽长比的设定而使得M1,M2,M3,M4都工作截止区时V（x），V（y）点的的电压大约在1.95v左右，因此M6的Vsg小于其阈值电压，M6处于截止状态。

7、此时M5,M7的Vgs相等为定值，即为M8与电流源内阻的分压，且大于其阈值电压，故M5,M6管子应当处于饱和或者线性区，而此时Vss的电流接近40u，即接近Iref，所以M5，M7管子电流接近0，因此我们可以得到M5,M7管都处于线性区。1.2 Vin> Vth+VssM3，M4工作在饱和区。而由于此时电流不是很大，导致不是很大，这样导致Vx的电压还是比较高，所以M1，M2工作在饱和区。M5由于这个时候的电流不很大，仍然工作在线性区。即这时M1,M2,M3,M4都工作在饱和区，M5工作在线性区. M6会随着Vx电压的下降而导通。而刚开始导通时，Vout的比较小(这是由于M7管此时仍然处于

8、线性区，较小)，比较大而使得M6管工作在饱和区。随着Vin的进一步的增大，M5的电流增大，M5的漏极电压也随着增大，最后一直到M1,M2,M3,M4，M5都工作在了饱和区。而此时Vy的电压变得恒定了。（2）测量输入共模范围运算放大器常采用如图3所示的单位增益结构来仿真运放的输入共模电压范围，即把运放的输出端和反相输入端相连，同相输入端加直流扫描电压，从负电源扫描到正电源。得到的仿真结果如图3所示（利用MOS管的GD极性相反来判断放大器的同相端与反相端）图3 测量共模输入范围的原理图图4 测量共模输入范围的电路图 图5 运放的输入共模电压范围从图中可以得到输入共模范围满足设计指标(-1V2V)（

9、3）测量输出电压范围在单位增益结构中，传输曲线的线性收到ICMR限制。若采用高增益结构，传输曲线的线性部分与放大器输出电压摆幅一致，图6为反相增益为10的结构，通过RL的电流会对输出电压摆幅产生很大的影响，要注意对其的选取，这里我们选取RL=50K，R=60K.图8为输出电压范围图6 测量输出电压范围的原理图图7 测量输出电压范围的电路图图8 输出电压的范围可以看出输出电压摆率大概在-2V2V之间，基本满足要求（4）测量增益与相位裕度相位裕度是电路设计中的一个非常重要的指标，用于衡量负反馈系统的稳定性，并能用来预测闭环系统阶跃响应的过冲，定义为：运放增益的相位在增益交点频率时（增益幅值等1的频

10、率点为增益交点），与-180°相位的差值。图9 测量增益与相位裕度的原理图（a） （b）图10 运放的交流小信号分析从图中看出，相位裕度63°，增益66dB，增益指标未达到，单位增益带宽仅有4GB左右二、共模反馈结构 由于在高增益放大器中,输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感,而且不能通过差动反馈来达到稳定。因此,必须增加共模反馈网络来检测两个输出端的共模电平,并有根据的调节放大器的一个偏差电流。一般的共模反馈结构如图11所示,将共模反馈的任务分为3步: 1)检测输出Vout1 和Vout2的共模电平; 2) 同一个参考电压Vref比较; 3) 将误差送回放大器偏置网络。

11、 输共模电平为Vout, CM = (Vout1 + Vout2 ) /2. 其中Vout1 , Vout2 是两个单端输出端的电压。如果应用电阻分压器结构(见图12) ,则要求分压电阻R1 , R2必须比运算放大器的输出阻抗大得多, 但是套筒式运算放大器具有高输出阻抗的特点, 所以如果应用图11的共模电平检测结构需要R1 和R2 相当大,并且还要求R1 = R2 ,这在实际实现上有很大的困难。 根据本电路特点本文提出另一种检测共模电平的结构,图13说明了这种结构的原理。 图11共模负反馈原理图图12电阻检测的共模反馈图15检测第1级输出共模电平原理图 共模反馈电路并未使用传统的电阻或电容来读

12、取共模电平而是应用两个单位增益缓冲器,这里应用了运算放大器的单位增益缓冲器的高输入电阻的特点,从而避免使用大电阻. 因为大电阻既不易制作,又会影响输出摆幅. 单位增益缓冲器的增益越高,越理想,电压跟随性能越好. 目前确定共模电平的方法主要是使用两个电容来来代替大电阻,然而电容又有其占用面积大和工艺上制作精度仅能达到±20%的缺点. 采用这种结构既能避免采用电容或电阻提取共模电平占用较大面积的缺点又可以达到同样的提取共模电平的作用。参考电压的比较电路应用双端输入单端输出的比较器的结构 ,将M2,M3作为二极管连接器件,以达到低增益的特点. 比较器的放大倍数通过对电路的小信号分析得到,其

13、gm1 , r01 为M1的跨导和输出电阻; gm2 , ro2 为M2的跨导和输出电阻。共模反馈部分的完整电路图由图16给出,它是以上两部分的综合结构. 应用此结构不仅可以保证运算放大器第1级有稳定的共模电平,而且它同时也是第2级放大电路的前馈电路网络,起到稳定后一级输入共模电平的作用. 通过对电路参数的调节可以使第1级的输出共模电平维持在2.5 V左右。图16检测输出共模电平完整的电路图二 取得成果和存在问题1、共模输入范围的下限可以进一步提高。这时我们观察计算过程发现它主要由M5管来确定。为了能够使范围下限更小，我们加大M5管宽长比，以降低M5管的饱和电压 ，这样M7和M8的宽长比也要按

14、比例往上调。当（W/L=50/1）可以实现指标。此时、 。这样输入共模范围指标就提高了。2、并不足够大，需要加大M6管的宽长比来实现。以保证能够尽可能的大于，从而实现良好的相位裕度。可以通过加大M7管来加大电流以达到增加的目的。当然，也可以增加M6管的宽长比来实现。同时单位增益带宽过低，可以通过提高来实现提高GB值，但是注意给带来的负面影响。3、增益不够大，只有66dB多点。关于这一点，根据表达式，我们有几种解决的方案：一种是可以加大M1和M6管来加大宽长比，以加大和；另一种，可以加大M1、M4、M6、M7中的管子的沟道长度（宽和长同比例增加），来增加各级的输出电阻。但是同比例增加M4管宽和长

15、要注意第三极点的位置（在x点处存在镜像极点），宽和长的同比例增加会使得镜像极点位置减小，这是因为管子的面积增大使得寄生电容加大。另外，我们还可以减小M7管宽长比，以减小来提高增益。需要解决的问题，我们需要加大M6的宽长比（对以上三个方面都有正向作用），但是仅仅加大M6的宽长比，对于增益方面还不够，还需要加大M1宽长比，使得增加，使得GB值的问题也得到解决。综合以上问题的分析，我们加大M6的宽长比（1，2，3），加大M7管宽长比（3），同比例加大M1、M2、M3、M4、M6管的宽和长（3），最终我们得到：表4 运放中功率管的计算值与仿真值MOS管W/L（计算值）W/L（仿真值）M1、M2M3、M

16、4M5、M8M6M76、修改电路后的AC分析在共模输入电压分别为-1V和+2V以及0V的条件下做交流小信号分析，得到低频小信号开环电压增益的幅频与相频特性曲线，如图17图18图17 dc=0V时的小信号仿真，增益为80.91 dB图18 dc=2V时的小信号仿真，增益为73.12 dB图19 dc= -1V时的小信号仿真，增益为73.21dB表5 三种共模输入电压下的运放小信号分析共模电压0V2V-1V低频增益80.9173.12 dB73.21 dBGB5.44 MHz5.681 MHz5.681 MHz相位裕度59.82°58.44°58.45°7、电源电压抑

17、制比测试因为在实际使用中的电源也含有纹波，在运算放大器的输出中引入很大的噪声，为了有效抑制电源噪声对输出信号的影响，需要了解电源上的噪声是如何体现在运算放大器的输出端的。把从运放输入到输出的差模增益除以差模输入为0时电源纹波到输出的增益定义为运算放大器的电源抑制比，式中的vdd=0，vin=0指电压源和输入电压的交流小信号为0，而不是指它们的直流电平。需要注意的是，电路仿真时，认为MOS管都是完全一致的，没有考虑制造时MOS管的失配情况，因此仿真得到的PSRR都要比实际测量时好，因此在设计时要留有余量。 图20 电源抑制比的原理图 图21 正负PSRR的测试结果我们可以计算出低频下正电源抑制比

18、（PSRR+）为83.24dB，负电源抑制比为（PSRR-）为83.24dB。8、运放转换速率和建立时间分析转换速率是指输出端电压变化的极限，它由所能提供的对电容充放电的最大电流决定。一般来说，摆率不受输出级限制，而是由第一级的源/漏电流容量决定。建立时间是运算放大器受到小信号激励时输出达到稳定值(在预定的容差范围内)所需的时间。较长的建立时间意味着模拟信号处理速率将降低。为了测量转换速率和建立时间，将运算放大器输出端与反相输入端相连，如图14所示，输出端接10pF电容，同相输入端加高、低电平分别为+2.5V和-2.5V，周期为10µs无时间延迟的方波脉冲。因为单位增益结构的反馈最大，从而导致最大的环路增益，所以能用做最坏情况测量，因此采用这种结构来测量转换速率和建立时间。得到的仿真图如16。由图16可以看出，建立时间约为0.5µs，在图中波形的上升或下降期间，由波形的斜率可以确定摆率。经计算得，上升沿的转换速率SR+为11.6 V/us，下降沿的转换速率SR-为10.5 V/us。图22 摆率和建立时间的测量方法图23 测量摆率和建立时间的电路图图24 摆率与建立时间9、CMRR的频率响应测量差动放大器的一个重要特性就是其对共模扰