毕业设计报告正文用MOSFET设计大功率的可调直流电源

1、大学毕业设计说明书 1 前言在信息化的今天，电源的用处无出不在，在不同的场合需要不同性质的电源，随着新型功率器件的出现，脉宽调制（PWM）电路、各种各样的零电压、零电流变换的拓扑电路得到广泛应用。电源产品更加小型化、集成化、智能化、高效率、高可靠。电源包括电子电源和化学物理电源，电子电源就是对公用电网或某种电能进行变换和控制，向各种用电负载提供优质电能的供电设备，有A-C变换，D-C变换。电子电源涉及的范围有多大，业内人士说法不一，为了叙述方便，以下简称电源。电源可以分为开关电源和UPS，变频电源、电解电镀电源、焊接电源、感应加热电源、充电电源、霓虹灯和照明电源、航空航天和军用电源等。随着晶闸

2、管、晶体管技术和产品的发展，电子管直流电源，磁饱和式交流电源逐渐被淘汰，晶闸管电源、晶体管电源、磁放大式交流稳压电源得到迅速发展，占据了电源市场的统治地位。全控功率器件的出现促进了电源技术的极大发展。GTO可使兆瓦级的逆变电源设计简化，可取代需要强迫换流的晶闸管，目前仍在电源中广泛应用。功MOSFET的出现，构成了高频电力电子技术，开关频率可达100KHz以上，并可并联大电流输出。IGBT是MOS输入、双极性输出的复合型功率器件，工作频率与GTR相当，其电压定额较高。随着经济的发展和科学技术的进步，节约能源、保护环境已被社会各界所重视。电源是节约能源的重要环节，经过电力电子和电源技术处理之后的

3、电力供应，节能效果明显。例如，家用电器的待机损耗，人们往往不重视，这个耗电相当惊人。据美国统计，在美国这种损耗每年35-54亿美元，德国环保机构调查，在德国这种损耗每年23亿美元，超过柏林全年用电总和。采用新的节能芯片之后，可把5-10W的待机损耗降到1-2W，甚至0.1-0.5W。电子镇流器是个很小的产品，不但中国的内地很多单位研究，香港、台湾，甚至一些国外机构都在研究，由于它应用范围广阔，一旦好的产品推出之后，就会产生很大的节能效果和经济效益。变频调速得到广泛应用，近年来变频空调发展很快，变频空调不仅能带来舒适的生活环境，节电可达30%以上。2 总体方案设计：方案一：整流滤波电 路MOS管

4、电 路 缓冲电路单片机控制电路驱动电路过流过压保护输出整流滤 波 图2.1方案一的框图在这种方案中，通过变压器将市电220V的交流电接入后变成300V的直流电压，为了防止过流，采用的保险管做过流保护，再经单相桥式整流电路整流成IRFP460 MOS管（正常电流是20A，瞬间电压可达80A）所要的电流，而采用RCD缓冲电路是为了避免MOSFET在很短的时间经受过大的di/dt。，因为主电路电压均为高电压、大电流情况，而控制单元为弱电电路，所以它们之间必须采取光电隔离措施，以提高系统抗干扰措施，可采用带光电隔离的MOSFET驱动芯片TLP250。光耦TLP250是一种可直接驱动小功率MOSFET和

5、 IGBT的功率型光耦，由日本东芝公司生产，其最大驱动能力达15A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动MOSFET的能力，使驱动电路特别简单。辅助电路是整流滤波后通过7824后接在TLP250的2脚上，给TLP250提供电压,TLP250输出PWM控制信号给MOS管，在驱动电路和MOS管之间采用软启动，为了避免在驱动电路驱动时瞬间电压过大烧坏MOS管。方案二：EMI滤波电路整流滤波电路MOS管及缓冲电路输出整流滤波单片机控制电路驱动电路过流过压保护 图2.2 方案二的框图220V交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约300V的直流电压加

6、到桥式变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动功率MOS管。本系统采用门极可关断功率全控式电力电子器件MOS管，改变其负载两端的直流平均电压的调制方法采用脉冲调宽的方式，即主开关通断的周期T保持不变，而每次通电时间t可变。实际上就是利用自关断器件来实现通断控制，将直流电源电压断续加到负载上，通过通、断的时间变化来改变负载电压平均值，亦称直流一直流变换器。驱动芯片采用EXB841，通过单片机控制输出触发脉冲，控制MOS管的通断，从而改变输出功率的大小。 方案比较：通过比较，两种方案在主电路上比较相似，主要在驱动芯片的选择以及驱动电路上有所不同。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与P

7、WM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动MOSFET的能力，使驱动电路特别简单。而EXB841无降栅压保护功能 其软关断时间无法调节。由于其关断时的反压仅为固定的5V，EXB841速度太慢，最大开关频率只能达到40-50kHz，所以很可能使被驱动的MOS管关断慢或不可靠。EXB841该稳压管封装在其内部，常因稳压管的损坏而使EXB841失效。3 单元模块：3.1整流电路3.1.1整流电路介绍整流电路的作用是将交流电压变换为单向脉动电压的电路，整流元件是具有导电能力的二极管或晶闸管。3.1.2整流电路的基本结构 在本次设计中采用单相桥式全控整流电路，单相整流应用较多的是单相桥式全控

8、整流电路（Single Phase Bridge Controlled rectifier），如图3.1所示，所接负载为电阻负载，下面重点分析这种情况。图3.1 单相桥式整流电路1.带电阻负载的工作情况在单相桥式全控整流电路中，晶闸管和组成一对桥臂，和组成另一对桥臂。在u2正半周（即a点电位高于b点电位），若4个晶闸管均不导通，负载电流i为零，ud也为零，、串联承受电压u2，设和的漏电阻相等，则各承受u2的一半。若在触发角a处给和加触发脉冲，和即导通，电流从电源a端经、R、流回电源b端。当u2过零时，流经晶闸管的电流也降到零，VT1和关断。在u2负半周，仍在触发角a处触发和（VT2和的a=0位

9、于wt=处），和导通，电流从电源b端流出，经、R、流回电源a端。到u2过零时，电流又降为零，和关断。此后又是和导通，如此循环地工作下去，整流电压ud和晶闸管、两端电压波形分别如图所示。晶闸管承受的最大正向电压和反向电压分别为和。由于在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，故该电路为全波整流。在u2一个周期内，整流电压波形脉动2次，脉动次数多于半波整流电路，该电路属于双脉波整流电路。变压器二次绕组中，正负两个半周期电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零，如图3.2所示，不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率也高。整流电压平均值为： （式3.1）当=0时，=0.9。=180

10、°时，=0。可见，角的移相范围为180°。向负载输出的直流电流平均值为： （式3.2）晶闸管、和、轮流导电，流过晶闸管的电流平均值只有输出直流电流的平均值的一半，即：为选择晶闸管、变压器容量、导线截面积等定额，需要考虑发热问题，为此需计算电流有效值。流过晶闸管的电流有效值为： （式3.3）变压器二次电流有效值与输出直流电流有效值I相等，为 （式3.4）由上两式可见 （式3.5）不考虑变压器的损耗时，要求变压器的容量为。图3.2 单相桥式全控整流波形2.带阻感负载的工作情况电路如图，假设电路已u2工作在稳态。图3.3 单相桥式全控整流电流带阻感负载时的电路在u2正半周期，触发

11、器角处给晶闸管和加触发脉冲使其开通，ud= u2.负载中的有电感存在使负载电流不能突变，电感对负载电流起平波作用，假设负载电感很大，负载电流id连续且波形近似为一水平线，其波形如图所示。u2过零变负时，由于电感作用晶闸管和中仍有电流id，并不关断。至时刻，给和加触发脉冲，因和本已承受正电压，故两管导通。和导通后，u2通过和分别向和施加反向电压使和的电流迅速移到和上，如此循环下去，ud 波形如图3.4所示，其平均值为 （式3.6） 当=0时，=0.9。=90°时，=0。可见，角的移相范围为90°。图3.4 单相桥式全控整流电流带阻感负载时的电路及波形单相桥式全控整流电路阻感负

12、载时，晶闸管和两端的电压波形如图3.4所示，晶闸管承受的最大正反向电压为。晶闸管导通角和无关，均为180°其电流波形如图3.4所示，平均值和有效值分别为：和。 （式3.7）变压器二次电流的波形为正负各180°的矩形波，其相位由角决定，有效值。3.2场效应晶闸管MOSFET3.2.1场效应晶体管介绍MOSFET是Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor(金属氧化物半导体场效应晶体管)的缩写，即以金属层（M）的栅极隔着氧化层（O）利用电场的效应来控制半导体（S）的场效应晶体管。功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型，但通常

13、主要指绝缘栅型中的 MOS型(Metal Oxide Semiconductor FET)，简称功率MOSFET(Power MOSH )。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管(Static Induction Transistor，SIT)，其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单、需要的驱动功率小、开关速度快 、工作频率高、热稳定性优于 GTR，但其电流容量小、耐压低 ，一般只适用于功率不超过 10kW 的电力电子装置。功率MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小；其第二个显著特点是开关速度快，工作频率高，但是在常温下，电

14、力MOSFET电流容量小，耐压低，开关损耗严重，一般只适用于功率不超过10千瓦的电力电子装置，电力MOSFET两个重要参数通态阻抗和阀值电压的的温度效应。 3.2.2功率MOSFET的结构和工作原理MOSFET种类和结构比较繁多，按导电沟道可分为P沟道和N沟道。当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道的称为耗尽型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零才存在导电沟道的称为增强型。在电力MOSFET中，主要是N沟道增强型。 功率MOSFET在导通时只有一种极性载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。其导电机理与小功率MOS管相同，但结构上有较大区别。小功率MOS管是一次扩散形成的器件，其导

15、电沟道平行于芯片表面，是横向导电器件。而目前电力MOSFET大都采用了垂直导电结构，所以又称为VMOSFET（Vertical MOSFET）这大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。按垂直导电结构的差异，电力MOSFET又分为利用V形槽实现垂直导电的VVMOSFET（Vertical V-groove MOSFET）和具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET）。这里主要以VDMOSFET器件为例进行讨论。功率MOSFET（也称电力MOSFET）也是多元集成结构，一个器件由许多个MOSFET元组成。每个元的形状和排列方

16、法，不同的生产厂家采用不同的设计，因而对其产品取了不同的名称。如图3.5所示，给出了N沟道增强型VDMOS中的一个单位的截面。功率MOSFET的电气图形符号如图3.5所示。图3.5 功率MOSFET的结构和电气图形符号当漏极接电源正端，源极接电源负端，栅极和源极间电压为零时，P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏极之间无电流流过。如果在栅极和源极间加一正电压UGS，由于栅极是绝缘的，所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却会将其下面的P区中的空穴推开，而将P区中的少子电子吸引到栅极下面的P区中表面。当UGS大于某一电压值UT时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使P型半导体反

17、型而成N型半导体，形成反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。电压UT称为开启电压（或阀值电压），UGS超过UT越多，导电能力越强，漏极电流ID越大。3.2.3功率MOSFET的基本特性（1）静态特性 漏极电流ID和栅源间电压UGS的关系反映了输入电压和输出电流的关系，称为MOSFET的转移特性，如图3.6所示，从图中可知，ID较大时，ID与UGS的关系近似线性，曲线的斜率被定义为MOSFET的跨导Gfs，即：图3.6 MOSFET的转移特性和输出特性MOSFET是电压控制型器件，其输入阻抗极高，输入电流非常小。如图3.6所示是MOSFET的漏极伏安特性。从图中同样可以看

18、到我们所熟悉的截止区、饱和区、非饱和区三个区域。这里饱和和非饱和的概念与GTR不同，饱和是指漏极电压增加时漏极电流不再增加，非饱和是指漏极电压增加时漏极电流相应增加。电力MOSFET工作在开关状态，即在截止区和非饱和区之间来回转换。由于MOSFET本身结构所致，在其漏极和源极之间形成了一个与之反向并联的寄生二极管，它与MOSFET构成了一个不可分割发整体，使得在漏、源极间加反向电压时器件导通。因此，使用电力MOSFET时应注意这个寄生二极管的影响。功率MOSFET的通态电阻具有正温度系数，这一点对器件并联时的均流有利。（2）动态特性 用图所示电路来测试电力MOSFET的开关特性。图中up为矩形

19、脉冲电压信号源Rs（波形如图3.7（b） 图3.7 功率MOSFET的开关过程开通延迟时间td(on) 是指up前沿时刻到UGS=UT并开始出现iD的时刻间的时间段； 上升时间tr 是指 UGs从UT上升到 MOSFET进入非饱和区的栅压 UGsP的时间段； iD的稳态值由漏极电源电压UE和漏极负载电阻决定。UGsP的大小和iD的稳态值有关，UGs达到UGsP后，在up作用下继续升高直至达到稳态，但iD已不变。 开通时间ton，指开通延迟时间与上升时间之和。 关断延迟时间 td(off)，指up降到零起，Gin通过 Rs和 RG 放电，UGs按指数曲线下降到UGsP时, iD开始减小为零的时间

20、段。下降时间 tf，指UGs从UGsP继续下降起，iD减小，到UGs<UT时沟道消失，iD下降到零为止的时间段。 关断时间td(off)，指关断延迟时间和下降时间之和。 (3)M0SFET的开关速度 MOSFET的开关速度和Cin充放电有很大关系，使用者无法降低 Cin，但可降低驱动电路内阻Rs，以减小时间常数 ，加快开关速度，MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时 间在10l00ns之间，工作频率可达 l00kHz以上，是主要功率电子器件中最高的。场控器件静态时几乎不需输入电流。但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。开关频率越高，所需

21、要的驱动功率越大。因为MOSFET存在输入电容Cin，所以当脉冲电压up的前沿到来时，Cin有充电过程，栅极电压UGS呈指数曲线上升，如图所示。当UGS上升到开启电压UT时，开始出现漏极电流iD。从up前沿时刻到UGS=UT并开始出现iD的时刻，这段时间称为开通延迟时间td(on)。此后，iD随uGS的上升而上升。uGS从开启电压上升到MOSFET进入饱和区的栅极UGSP这段时间称为上升时间tr，这时相当于GTR的临界饱和，漏极电流iD也达到稳态值。iD稳定值由漏极电源电压UE和漏极负载电阻决定，UGSP的大小和iD稳态值有关。UGS的值达到UGSP后，在脉冲信号源up的作用下继续升高直至达到

22、稳态，但iD已不再变化，相当于GTR处于深饱和。MOSFET的开通时间ton为开通延迟时间与上升时间之和，即ton= td(on)+ tr当脉冲电压up下降到零时，栅极输入电容Cin通过信号源内阻Rs和栅极电阻RG（ >>Rs）开始放电，栅极电压uGS按指数曲线下降到UGSP时，漏极电流iD才开始减小，到图3.8 功率MOSFET的结构及其等效电路从上面的开关过程可以看出，MOSFET的开关速度和其输入电容的充放电有很大关系。使用者虽然无法降低Cin的值，但可以降低栅极驱动电路的内阻Rs，从而减小栅极回路的充放电时间常数，加快开关速度。通过以上讨论还可以看出，由于MOSF

23、ET只靠多子导电，不存在少子存储效应，因而其关断过程是非常迅速的。MOSFET的开关时间在10100ns之间，其工作频率可以达到100KHz以上，是主要电力电子器件中最高的。功率MOSFET是场控器件，在静态时几乎不需要输入电流。但是，在开关过程中需要对输入电容放电，仍需要一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。3.2.4电力MOSFET的主要参数除前面已涉及到的跨导Gfs、开启电压UT以及开关过程中的各时间参数td(on)和tf之外，电力MOSFET还有以下主要参数：（1） 漏极电压UDs 这是标称电力MOSFET电压额定的参数。（2） 漏极直流电流ID和漏极脉冲电流幅值IDM

24、这是标称电力MOSFET电流定额的参数。（3） 栅源电压UGS 栅源之间的绝缘层很薄，|UGS|20V将导致绝缘层击穿。（4） 极间电容 MOSFET的三个电极之间分别存在极间电容CDS、CGD和CDS。一般生产厂家提供的是漏源极短路时的输入电容Ciss、共源极输出电容Coss和反向转移电容Crss。它们之间的关系是 Ciss= CDS + CGD （式3.8） Crss =CGD （式3.9） Coss=CGD + CDS （式3.10）前面提到的输入电容可以近似用代替。这些电容都是非线性的。漏源间的耐压、漏极最大允许电流和最大散耗功率都决定了电力MOSFET的安全工作区。一般来说，电力MO

25、SFET不存在二次击穿问题，这是它的一大优点。在实际使用中，仍应注意留适当的裕量。MOSFET功率损耗分析 为减小滤波电容和磁性元件的尺寸，目前SMPS大多选用高速开关 MOSFET作为开关器件，以使 SMPS在较高的频率上工作。MOSFET在电路中工作所产生的损耗主要包括导通损耗(Pc)、栅极电荷损耗(Pg-c )和渡越损耗(Pt )三个方面。 (1)导通损耗 该损耗的定义为在 MOSFET导通期间，其漏一源极之间所产生的损耗。导通损耗可利用下式计算： Pc = Lds (on )·RDS(on ) (式3.11) 式中，R ds (on )与栅一源极之间的驱动电压 s和结温密切相

26、关。 (2)栅极电荷损耗 栅极电荷损耗的定义为栅极电容Ciss充电和放电期间所产生的损耗，可用下式计算： Pg-c = VGSQgfsw (式3.12) 式中，Qg为在VGS下的总栅极电荷，fsw为开关频率。 (3)渡越损耗 该损耗的定义为在开通的MOSFET关断或关断的 MOSFET导通过渡期间，在漏一源极之间所产生的损耗。计算该损耗可通过计算在 MOSFET导通和关断时，由VDS(t)与IDS(t)交叠而成的三角形面积得到： (式3.13)从以上三式可知，欲减小 M0SFET的开关损耗，必须降低RDS(on )和Qg，减小渡越时间。同时发现，尽管提高工作频率有利于提高SMPS密度，但会增大

27、 M0SFET的开关损耗，这与提高效率是相矛盾的。在工作频率选定之后，MOSFET的损耗主要取决于通态电阻和栅极电荷的大小。3.3缓冲电路3.3.1缓冲原理电力电子器件的缓冲电路（Snubber Circuit）又称吸收电路，它是电力电子器件的一种重要的保护电路，其作用是抑制电力电子器件的内因过电压、du/dt或者过电流和di/dt，减少器件的开关损耗，不仅用于半控型器件的保护，而且在全控型器件（如GTR、GTO、功率MOSFET和IGBT等）的应用技术中，起着更重要的作用。电路中器件的损坏，一般都是在器件在开关过程中遭受了过大的di/dt、du/dt或瞬时功耗的冲击而造成的。缓冲电路的作用就

28、是改变器件的开关轨迹，控制各种瞬态时的过电压，以降低器件开关损耗来确保器件的安全。 缓冲电路的功能有抑制和吸收两个方面，因此图3.9（a）是这种电路的基本结构，串联的LS用于抑制di/dt的过量，并联的CS用于吸收器件上的过电压，即器件在关断时CS通过快速二极管DS充电，吸收器件上出现的过电压能量，由于电容电压不会跃变，限制了重加dv/dt。当器件开通时CS上的能量经RS泄放。对于工作频率较高、容量较小的装置，为了减小损耗，图3.9（a）中的RLCD电路，可以简化为图3.9（b）的形式。装置由RCD网络构成的缓冲电路普遍用于GTR、GTO、功率MOSFET及IGBT等电力电子器件的保护。图3.

29、9(b)所示的缓冲电路是上述基本RCD缓冲电路的简化或演变。如图3.9（b）所示，它们既可用于逆变器中MOSFET模块的保护，也适用于其他电力电子器件的缓冲保护，但其性能有所不同。 图（a） 图 (b)图3.9 两种简单的缓冲电路晶闸管开通时，为了防止过大的电流上升率而烧坏器件，往往在主电路中串入一个扼流电感，以限制过大的di/dt，所串电感及其配件组成了开通缓冲电路，或称串联缓冲电路。晶闸管关断时，电源电压突加在管子上，为了抑制瞬时过电压和过大的电压上升率，以防止晶闸管内部流过过大的结电容电流而误触发，因此在晶闸管两端并联一个RC网络，构成关断缓冲电路，或称并联缓冲电路。3.3.2缓冲电路分

30、类缓冲电路可分为关断缓冲电路和开通缓冲电路。关断缓冲电路又称为du/dt抑制电路，用于吸收器件的关断过电压和换相过电压，抑制du/dt，减少关断损耗。开通缓冲电路又称为di/dt抑制电路，用于抑制器件开通时的电流过冲和di/dt，减少器件的开通损耗。可将关断缓冲电路和开通缓冲电路结合在一起，称其为复合缓冲电路。还可以用另外的分类方法：缓冲电路中储能元件的能量如果消耗在其吸收电阻上，则称其为耗能式缓冲电路；如果缓冲电路能将其储能元件的能量回馈给负载或电源，则成其为馈能式缓冲电路，或称为无损吸收电路。图(a)di/dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电路图（b）di/dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电

31、路波形图3.10 di/dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电路及波形如无特殊说明，通常缓冲电路专指关断缓冲电路，而将开通缓冲叫做di/dt抑制电路，如图3.10(a)给出了一种缓冲电路和di/dt抑制电路的电路图。图3.10(b)给出在无缓冲电路的情况下，绝缘栅双极晶体管V开通时电流迅速上升，di/dt很大，关断时du/dt很大，并出现很高的过电压。在有缓冲电路的情况下，V开通时缓冲电容Cs先导通Rs向V放电，使电流iC先上一个台阶，以后因为有di/dt抑制电路的Li，iC的上升速度减慢。Ri、VDi是在V关断时为Li中的磁场能量提供放电回路而设置的。在 V关断时，负载电流通过VDs向Cs分流，

32、减轻了V的负担，抑制了du/dt和过电压。因为关断时电路中（含布线）电感的能量要释放，所以还会出现一定的过电压。 图3.11 关断时的负载线如图3.11所示，关断时的负载曲线。关断前的工作点A点。无缓冲电路时，uCE迅速上升，在负载L上的感应电压使续流二极管VD开始导通，负载线从A移动到B，之后iC才下降到漏电流的大小，因此负载线随之移动到C。有缓冲电路时，由于CS的分流使Ic在UCE开始上升的同时就下降，因此负载线经过D到达C。可以看出，负载线在到达B时很可能超出安全区，使V受到损坏，而负载线ADC是很安全的。而且，ADC经过的都是小电流、小电压区域，器件的关断损耗也比无缓冲电路时大大降低。

33、 图3.10（a）所示的缓冲电路被称为充放电型RCD缓冲电路，使用于中等容量的场合。下图3.12给出了另外两种常用的缓冲电路形式。其中RC缓冲电路主要用于小容量器件，而放电阻止型RCD缓冲电路用于中或大容量器件。a)RC吸收电路b)放电阻止型RCD吸收电路图3.12 另外两种常用的缓冲电路缓冲电容CS 和吸收电阻Rs的取值可用实验方法确定，或参考有关的工程手册。吸收二极管VDs必须选用快恢复二极管，其额定电流应不小于主电路器件额定电流的1/10。此外，应尽量减少线路的电感，且应选用内部电感小的吸收电容。在中小容量场合，若线路电感较小，可只在直流侧总的设一个du/dt抑制电路，对IGBT甚至可以

34、仅并联一个吸收电容。在1/2或1/3额定电流以下的区段，通态压降具有负的温度系数，在以上区域则具有正温度系数。并联使用时也具有电流的自动均衡能力，易于并联。晶闸管在实际应用中一般只承受换相过电压，没有关断过电压问题，关断时也没有较大的du/dt，因此一般采用RC吸收电路即可。3.4驱动电路3.4.1 MOS管驱动电路功率 MOSFET是电压型驱动器件，没有少数载流子的存贮效应，输入阻抗高，因而开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。但功率 MOSFET的极间电容较大，输入电容CISS输出电容COSS和反馈电容CRSS与极间电容的关系可表述为：功率 MOSFET的栅极输入端相当于一个容性网络，它

35、的工作速度与驱动源内阻抗有关。由于CISS的存在，静态时栅极驱动电流几乎为零，但在开通和关断动态过程中，仍需要一定的驱动电流。假定开关管饱和导通需要的栅极电压值为UGS，开关管的开通时间TON 包括开通延迟时间TD和上升时间TR两部分。 开关管关断过程中，CISS通过 ROFF 放电，COSS由RL充电，COSS较大，VDSCD上升较慢，随着 VDSCD的升高COSS迅速减小至接近于零时，VDSCD 再迅速上升 。 根据以上对功率 MOSFET特性的分析，其驱动通常要求： 触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度； 开通时以低电阻栅极电容充电，关断时为栅极提供低电阻放电回路 ，以提高功 率 MOS

36、FET的开关速度； 为了使功率 MOSFET可靠触发导通，触发脉冲电压应高于管子的开启电压，为了防止误导通，在其截止时应提供负的栅源电压； 功率开关管开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流，功率管极间电容越大，所需电流越大 ，即带负载能力越大。3.4.2 几种MOSFET驱动电路下面介绍并分析几种 MOSFET驱动电路。 1）不隔离的互补驱动电路 图3.13(a)为常用的小功率驱动电路，简单、可靠、成本低。适用于不要求隔离的小功率开关设备。图3.13(b)所示驱动电路开关速度很快，驱动能力强，为防止两个 MOSFET管直通，通常串接一个 0510小电阻用于限流，该电路适用于不要求隔离的中功率

37、开关设备。这两种电路特点是结构简单。图（a）图(b)图3.13 不隔离互补驱动电路功率MOSFET属于电压型控制器件，只要栅极和源极之间施加的电压超过其阈值电压就会导通。由于 MOSFET存在结电容，关断时其漏源两端电压的突然上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压。常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小，关断速度较陕，但它不能提供负压，故抗干扰性较差。为了提高电路的抗干扰性，可在此种驱动电路的基础上增加一级由组Tr1、Tr2、R组成的电路，如图所示。当Tr1导通时，Tr2关断，两个 MOSFET中的上管的栅、源极放电，下管的栅、源极充电，即上管关断，下管导通，则被驱动的功率管关断；反之Tr1关断

38、时，Tr2导通，上管导通，下管关断，使驱动的管子导通。因为上下两个管子的栅、源极通过不同的回路充放电，包含有 Tr2的回路，由于Tr2会不断退出饱和直至关断，所以对于 S1而言导通 比关断要慢，对于 S2而言导通比关断要快，所以两管发热程度也不完全一样，S1比S2发热严重。该驱动电路的缺点是需要双电源，且 R的取值不能过大，否则会使Tr1深度饱和，影响关断速度，所以R上会有一定的损耗。2）隔离的驱动电路 (1)正激式驱动电路。 电路原理如图3.14(a)所示， N3为去磁绕组，S2为所驱动的功率管。R2为防止功率管栅、源极端电压振荡的一个阻尼电阻。因不要求漏感较小，且从速度方面考虑，一般 R2

39、较小，故在分析中忽略不计。其等效电路如图3.14（b）所示，脉冲不要求的副边并联一电阻R1，它作为正激变换器的假负载，用于消除关断期间输出电压发生振荡而误导通。同时它还可以作为功率 MOSFET关断时的能量泄放回路。该驱动电路的导通速度主要与被驱动的 S2栅极、源极等效输入电容的大小、Sl的驱动信号的速度以及Sl所能提供的电流大小有关。由仿真及分析可知，占空比D越小、 越大、L越大，磁化电流越小，值越小，关断速度越慢该电路具有以下优点： 电路结构简单可靠，实现了隔离驱动。 只需单电源即可提供导通时的正压、关断时的负压。 占空比固定时，通过合理的参数设计 ，此驱动电路也具有较快的开关速度。图（a

40、）图(b)图3.14 正激驱动电路该电路存在的缺点：一是由于隔离变压器副边需要一个假负载防振荡，故电路损耗较大；二是当占空比变化时关断速度变化较大。脉宽较窄时，由于是储存的能量减少导致 MOSFET栅极的关断速度变慢。(2)有隔离变压器的互补驱动电路。如图3.15所示，Tr1、Tr2为互补工作，电容 c起隔离直流的作用，T1为高频、高磁率的磁环或磁罐。图3.15 有隔离变压器的互补驱动电路导通是隔离变压器上的电压为（1-D）U1、关断时为U2，若主功率管S可靠导通电压为12V，而隔离变压器原副边匝比N1/N2为12/（1-D）U1。为保证导通期间GS电压稳定，C值可稍取大些。该电路具有以下优点

41、： 电路结构简单可靠，具有电气隔离作用。当脉宽变化时驱动的关断能力不会随着变化。该电路只需一个电源，即为单电源工作。隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压，从而加速了功率管的关断，且有较高的抗干扰能力。但该电路存在的一个较大缺点是输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当D较小时，负向电压小，该电路的抗干扰性变差，且正向电压较高，应该注意使其幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当 D大于0.5时驱动电压正向电压小于其负向电压，此时应该注意使其负电压值不超过 MOSFET栅极允许电压。所以该电路比较适用于占空比同定或占空比变化范围不大，以及占空比小于 05的场合。(3)集成芯片

42、UC37243725构成的驱动电路。图3.16 UC37243725构成的驱动电路图如图3.16所示，由UC3724 /UC3725、一个脉冲变压器和一些无源器件构成的基本驱动电路。一种独特的调制方法使脉冲变压器能够同时传输驱动所需的信号和能量。依照输人TTL电平的高低不同，UC3724生成不同的载波信号。这种独特的载波设计，不仅可设置载波的频率，而且通过保证激磁电流在下一个震荡周期之前为零，防止变压器饱和。提高载波频率可以减小变压器的体积和重量。尽管载波频率的高低限制了最大的开关频率，但是对输出的时滞却影响不大。UC3725通过对隔离变压器传来的调制信号进行整流，为自身提供能量;同时，UC3

43、725中的比较器通过对输人信号的检测，从载波信号中分离出控制信息，作为功率MOSFET门级提供浮动的驱动信号的参考。 UC3724的内部结构包括一个基准电压发生器(掉电保护)、控制逻辑、一个可重触发的D触发器、两个推挽驱动器和两个零电流检测比较器。掉电保护在输人低于9伏时禁止输出，这确保在启动和断电时工作正常。载波周期由“单次脉冲”的脉宽和变压器所需的复位时间决定“单次脉冲”的脉宽TPW 占载波周期三分之一，可由定时电阻RT 和电容CT 决定: TPW=0.51×RT×CT+150ns (式3.14) 变压器的激磁电流由原边电感和电压共同决定: di /dt =(VA一VB

44、) /Lpri(安培/秒) (式3.15) 当“单次脉冲”结束，即转人变压器复位时间，幅值变为“单次脉冲”时的一半。此时，激磁电流以其上升时的速率的一半下降。相应，变压器所需的复位时间须为“单次脉冲”的脉宽的二倍，才能使激磁电流为零，以防止磁芯饱和UC3724中集成了电流过零比较器，确保在下一个载波周期之前激磁电流为零。在“单次脉冲”期间原边电流有负载(为UC3725提供能量)和激磁电流。而在变压器所需的复位时间内能量传输停止，仅有激磁电流。 UC3725的内部结构，包括肖特基整流桥掉电保护、一个滞回比较器和一个大电流图腾驱动级。肖特基整流桥将变压器副边电压整流，经1µF的瓷片电容滤

45、波，不仅为UC3725自身提供能量，而且能够提供驱动MOSFET所需的尖峰电流。掉电保护在电源低于12伏时工作，防止MOSFET有可能发生线性损坏。输出驱动能提供峰值大约两安培的电流，可满足大多数情况的需要。经UC3724调制后由变压器传输来的信号由UC3725中集成的差分滞回比较器解调差分滞回比较器检测“单次脉冲”期间变压器副边的电压极性，而此极性的正负是与UC3724的输人TTL电平的ON, OFF状态一一对应。整流桥保证副边峰值电压总比VCC高两倍的二极管压降，同时滞回比较器内部设定为两倍VCC。当副边电压低于一(VCC)时，MOSFET开通;当副边电压高于(VCC)时，MOSFET关断

46、(4)TLP250芯片驱动电路图3.17 TLP250驱动电路图TLP250时应在管脚8和5间连接一个0.1F的陶瓷电容来稳定高增益线性放大器的工作，提供的旁路作用失效会损坏开关性能，电容和光耦之间的引经长度不应超过1cm。通过变压器的降压和单相全波可控整流构成辅助电路的电源，将7805稳压器接在单片机的40脚上，为单片机提供电源，又使用7824稳压器，输出24伏的电压接入在TLP250的2、3脚上。由于TLP250不具备过流保护功能，当MOSFET过流时，通过控制信号关断MOSFET，MOSFET中电流的下降很陡，且有一个反向的冲击。这将会产生很大的di/dt和开关损耗，而且对控制电路的过流

47、保护功能要求很高，可以在MOSFET的栅极和源极间连一个肖特基二极管。控制系统的硬件是由单片机、辅助电路和TLP250构成，可见强电和弱电的分离是通过TLP250来实现的，其PWM控制信号经过转速调节控制算法的解算之后，由PWM 口输出。经过TLP250光耦，放大、整形之后驱动功率M0SFET(IRF460)。正是通过TLP250来驱动功率器件的通断，将设计者的控制思想通过功率器件的通断来加以实现。7824稳压器为TLP250提供24V的稳压电源，保证其工作正常。当然，PWM信号是通过软件运算通过TMS320LF2407器件来输出的。3.5电力电子器件的保护3.5.1过压过流保护在电力电子电路

48、中，除了电力电子器件的参数选择合适、驱动电路设计良好外，采用合适的过电压保护、过电流保护、du/di保护和di/dt保护也是必要的1、 过电压产生的原因及过电压的保护电力电子装置中可能发生的过电压分为外因过电压和内因过电压两类。外因过电压主要是来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，包括：1）操作过电压：由分闸、合闸等开关操作引起的过电压，电网侧的操作过电压会由供电变压器电磁感应耦合，或由变压器绕组之间存在的分布电容静电感应耦合过来。2）雷击过电压：由雷击引起的过电压。内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程，包括：1）换相过电压：由于晶闸管或者与全控型器件反并联的续流二极管在换相结束后

49、不能立刻恢复阻断能力，因而有较大的的反向电流流过，使残存的载流子恢复，而当其恢复了阻断能力时，反向电流急剧减少，这样的电流突变会因线路电感而在晶闸管阴阳极之间或与续流二极管反并联的全控型器件两端产生过电压。2）关断过电压：全控型器件在较高频率下工作，当器件关断时，因正向电流的迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。SFRVRCDTDCUMRC1RC2RC3RC4LBSDC图3.18 过电压抑制措施及配置位置图F避雷针 D变压器静电屏蔽层 C静电感应过电压抑制电容 RC1阀侧浪涌过电压抑制用RC电路 RC2阀侧浪涌过电压抑制用反向阻断式RC电路 RV压敏电阻过电压抑制器 RC3阀器件换相过

50、电压以致用RC电路 RC4直流侧RC抑制电路 RCD阀器件关断过电压抑制用RCD电路如图3.18所示，各种过电压保护措施及其配置位置，各电力电子装置可视具体情况只采用其中的几种。其中RC3和RCD为抑制内因过电压的措施，其功能已属于缓冲电路的范畴。在抑制外因过电压的措施中，采用RC过电压抑制电路是最为常见的，其典型联结方式如图3.24。图3.19 RC过电压抑制电路联结方式a) 单相 b)三相RC过电压抑制电路可接于供电变压器的两侧（通常供电网一侧称为网侧，电力电子电路一侧称阀值），或电力电子电路的直流侧。对大容量的电力电子装置，可采用如图所示的反向阻断式RC电路。图3.20 反向阻断式过电压

51、抑制用RC电路有关保护电路的参数计算可参考相关的工程手册。采用雪崩二极管、金属氧化物压敏电阻、晒堆和转折二极管（BOD）等非线性器件来限制或吸收过电压也是较为常用的措施。2、过电流保护电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。过电流可以分为过载和短路两种情况。图3.21 过电流保护措施及配置如图3.21所示，给出了各种过电流保护措施及其配置位置，其中采用快速熔断器、直流快速断路器和过流继电器是较为常用的措施。一般电力电子装置均同时采用几种过电流保护措施，以提高保护的可靠性和合理性。在选择各种保护措施时应注意相互协调。通常，电子电路作为第一保护措施，快速熔断器仅作为短路时的部分区段

52、的保护，直流快速断路器整定在电子电路动作之后实现保护，过电流继电器整定在过载时动作。采用快速熔断器（简称快熔）是电力电子装置中最有效、应用最广的一种保护措施。在选择快熔时应考虑：1）电压等级应根据熔断后快熔实际承受的电压来确定。电流容量应按其在主电路中的接入方式和主电路联结形式确定。快熔一般与电力半导体器件串联连接，在小容量装置中也可串接于阀值交流母线或直流母线中。2）快熔的It值应小于被保护器件的允许It值。3）为保证熔体在正常过载情况下不熔化，应考虑时间-潜流特性。4）快熔对器件的保护方式可分为全保护和短路保护保护两种。全保护是指不论过载还是短路均由快熔进行保护，此方式只适用于小功率装置或

53、器件使用裕度较大的场合。短路保护方式是指快熔只在电流较大的区域内起保护作用，此方式需与其他的过电流保护措施相配合。快熔电流容量的具体选择方法可参考有关工程手册。对一些重要的且易发生短路的晶闸管设备，或者工作频率较高、很难用快速熔断器保护的全控型器件，需要采用电子电路进行过电流保护。除了对电动机起动的冲击电流等变化较慢的过电流可以利用控制系统本身调节器对电流的限制作用之外，需要设置专门的过电流保护电子电路，检测到过流之后直接调节出发和驱动电路，或者关断被保护器件。此外，常在全控型器件的驱动电路中设置过流保护环节，这对器件的过电流的响应是最快的。3.5.2散热片的选择 电子设备的功能可靠性与预期寿

54、命直接受到设备中器件的工作温度影响。硅器件的可靠性与工作温度的关系说明, 降低工作温度会使器件可靠性和使用寿命成指数比例增加。为保证器件的长寿命和性能的可靠, 设计人员必须将器件工作温度有效地控制在限值以内。应用散热器目的是增大发热表面散热量, 在以下讨论中, 一般将空气作为冷却剂。在大多数情况下,热源通过固体表面与冷却空气之间的界面进行热交换, 同时该界面也是散热的最大障碍。散热器则通过直接与冷却剂接触, 增大有效散热面积来减小散热阻碍, 以允许更大的发热量和(或)降低器件的工作温度。散热器的主要用来保证器件工作温度维持在器件手册提供的最高允许温度以下。（1）散热片参数热阻，英文名称为the

55、rmal resistance，即物体对热量传导的阻碍效果。热阻的概念与电阻非常类似，单位也与之相仿/W，即物体持续传热功率为1W时，导热路径两端的温差。以散热器而言，导热路径的两端分别是发热物体与环境空气。散热器热阻（发热物体温度环境温度）÷导热功率。散热器的热阻显然是越低越好相同的环境温度与导热功率下，热阻越低，发热物体的温度就越低。必须注意：上述公式中为“导热功率”，而非“发热功率”，因为无法保证发热物体所产生的热量全部通过散热器一条路径传导、散失，任何与发热物体接触的低温物体（包括空气）都可能成为其散热路径，甚至还可以通过热辐射的方式散失热量。所以，当环境或发热物体温度改变时，即使发热功率不变，由于通过其它途径散失的热量改变，散热器的导热功率也可能发生较大变化。如果以发热功率计算，就会出现散热器在不同环境温度下热阻值不同的现象。（2）散热片的材料目前加工散热片所采用的基本为金属材料，这主要出于三方面的考虑：1.导热性能好相对其它固体材料，金属具有更好的热传导能力；2.易于加工延展性好，高温相对稳定，可采用各种加工工艺；3.易获取虽然金属也属不可再生资源，但供货量大，不需特殊工序，价格也相对低廉；依此确定了散热片所用材料类型，具体种类的确定同样需以此为标准。下表为散热片惯用材料与常见金属材料的热传导系数。金属材料热传导系数金217W/mK银