GSM直放站射频功率放大器的设计

1、编号 本科生毕业设计GSM直放站射频功率放大器的设计The Research and Design of Radio frequency Power Amplifier for GSM Repeater 毕业设计（论文）原创承诺书1本人承诺：所呈交的毕业设计（论文）GSM直放站射频功率放大器的设计，是认真学习理解学校的长春理工大学本科毕业设计（论文）工作条例后，在教师的指导下，保质保量独立地完成了任务书中规定的内容，不弄虚作假，不抄袭别人的工作内容。2本人在毕业设计（论文）中引用他人的观点和研究成果，均在文中加以注释或以参考文献形式列出，对本文的研究工作做出重要贡献的个人和集体均已在文中注明。

2、3在毕业设计（论文）中对侵犯任何方面知识产权的行为，由本人承担相应的法律责任。4本人完全了解学校关于保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交论文和相关材料的印刷本和电子版本；同意学校保留毕业设计（论文）的复印件和电子版本，允许被查阅和借阅；学校可以采用影印、缩印或其他复制手段保存毕业设计（论文），可以公布其中的全部或部分内容。以上承诺的法律结果将完全由本人承担！ 作 者 签 名： 年 月日摘 要本文详细论述了功率放大器的设计方法，对功率放大器的线性化问题和电磁兼容问题进行了分析。针对直放站功率放大器的设计指标要求，确定了功率放大器的射频链路设计方案和功率放大器的整体网络拓扑结构图

3、。以摩托罗拉公司的 MRF9060 功放管为基础，采用单管放大结构，整体设计方案采用了三级放大电路。首先计算了负载阻抗，设计了输出匹配网络；在满足输出功率和集电极效率的要求下，设计了输入匹配网络；最后成功设计了功率放大器。通过进一步的调试提高了功率放大器的稳定性，为大规模生产提供了基础。同时对功率放大器制作设计过程中需要注意的事项进行了总结。关键词：功率放大器 线性化 电磁兼容 直放站AbstractThis paper researches on the design procedure of power amplifier and introduces power amplifier li

4、nearization and electromagnetic compatibility. According to the specification of GSM repeater power amplifier, radio frequency link design and network topology map of power amplifier are confirmed. Based on the power amplifier - Motorola MRF9060, a design way is established to implement power amplif

5、ier with triple amplifier circuit, which adopts single-tube amplifier structure. At first, this paper designs the output matching network according to the computational load impedance, then designs the input matching network which meets at the request of output power and collector efficiency. At las

6、t a power amplifier is designed successfully. Through further debugging to enhance the stability of the power amplifier and provides the foundation for large-scale product .The paper also concludes the experience in power amplifier design.Key words: power amplifier; linearization; electromagnetic co

7、mpatibility; repeater 目 录摘 要IAbstractII目 录III第 1章 绪论11.1研究背景11.2国内外研究状况11.2.1 功率放大器的概述11.2.2 国内外的技术状况2第2章 功率放大器射频电路设计基础理论32.1 S参数理论32.1.1 射频电路网络参量32.1.2 S 参量的定义及其物理意义42.1.3 功率增益52.2 稳定性分析82.3 噪声分析9第3章 功率放大器的线性化分析和电磁兼容性113.1功率放大器的线性化分析113.1.1 幅度失真(AM-AM)和相位失真(AM-PM)113.1.2 交调失真(IMD)123.1.3 功率放大器的线性化技

8、术143.2 功率放大器的电磁兼容性15第4章 功率放大器设计174.1 功放设计的设计要求174.2 本方案采取的结构184.3 功放管的选型194.3.1 末级功放管的选型194.3.2 第二级功放管的选型204.3.3 第一级功放管的选型204.4 功率检测和 ALC 控制214.5功放的输出级部分224.5.1 功放级224.5.2 馈电电路部分224.5.3 功放管的匹配问题224.6 研制过程中解决的关键技术244.6.1 达到系统使用的射频指标、最小的功耗、成本之间的平衡244.6.2 功放的匹配和电源的自激振荡244.6.3 腔体、接地和散热254.6.4 温度漂移稳定的抑制2

9、54.7 功放的整体拓扑结构图264.8 功率放大器仿真274.8.1 静态工作点274.8.2 整体电路仿真284.8.3仿真结果294.9 本章小结29结 论31致 谢32参考文献33第 1章 绪论1.1研究背景随着科学技术的不断进步和发展，移动通信正逐步向宽带化、高速化方向发展，以适应互联网和多媒体通信的要求。如何有效地利用频率资源，满足不断增长的网络容量的需求；如何有效地实施网络覆盖，合理地解决网络容量与网络覆盖之间的矛盾，从而实现网络投资的最小化和效益的最大化，是每一个移动通信运营商所必须面对的问题。现代通信系统应用调制信号导致在射频信号端产生峰均比，在系统间以及同系统间相邻信道间要

10、求有效低的再生频率，基站发射系统得线性度通常很大部分由功率放大器的线性度决定的，为了保证良好的通信质量，对功率放大器的噪声也提出了严格的要求。因此需要有高稳定性、低成本、线性度好的功率放大器。总而言之，功率放大器的设计在有关移动通信中起着至关重要的作用。1.2国内外研究状况1.2.1 功率放大器的概述功率放大器是实现移动通信宽带化、高速化的关键技术。功率放大器的设计制作过程主要包括：选管子、设计、仿真、制作和调试。在选管子的过程当中需要考虑管子的线性化，要选择一个有足够功率输出余量和输出增益余量的功放管，兼顾频率、工作电压、工作带宽、放大器的应用类别，决定需要的输入功率以及这个输入功率要变成助

11、推级放大器的输出功率。循环操作直到满足设计的要求。用大信号 S 参量来设计，通过微波网络分析仪可以直接测量微波功率晶体管的大信号 S 参数。大信号 S 参数随驱动功率的变化而变化，但不很显著，这是由于封装管壳寄生参数形成的谐波滤波器作用的结果，使得高度失真的波形恢复接近于正弦波。由此可见，利用带封装的微波功率晶体管的这种特性，可将它在工作点附近视为线性器件，从而可以利用大信号 S 参数来表示功率晶体管的特性，并可直接将前述小信号放大器的分析、设计方法，用于大信号 S 参数下功率放大器的功率增益、稳定性的分析和增益、平坦度的设计。当然，基于线性网络的大信号 S 参数不能精确地预示放大器的饱和输出

12、功率和效率12。1.2.2 国内外的技术状况对于功率放大器，通常要求能得到最大的输出功率和高的效率。目前功率放大器的设计主要存在以下一些问题。首先是管子的偏置状态的选择，平常管子只在信号的半个周期内导通，放大器处于非线性工作状态。其次是要选择适当的工作电流和电压，使其不超过管子的最大允许耗散功率，此外在匹配网络时，还要注意滤波的要求，通常是以管子的等效电路参数或测出管子的大信号动态阻抗为设计起始数据。最后还要注意电路的设计安装和使用条件。总之功率放大器的效率决定于多方面的因素。选择合适的管子，选定管子的工作状态，合理设计匹配网络以减小电路损耗等都可以得到较高的效率。目前设计和生产射频功率放大器

13、的专业厂家对各种功放的线性化技术研究的侧重点不尽相同。如美国的 Spectrian 公司的预失真和前馈功放、Power wave 公司的多载波功放都对功放的线性化技术进行了改进和完善。一些公司通过加入导频信号实现一定程度的自适应控制，在自适应控制下多线性化措施相辅相成将是功放技术的发展趋势。在国内，随着相关市场的高速成长，研制线性功放的需求也越发迫切。已经初步具备了研制无线通信系统所需功放线性化技术。目前，大约三分之一的功放市场由专业技术公司占据，其余市场则被电信级系统供应商垄断，前者如 Spectrian、Power wave、Andrew 等公司，后者则包括朗讯、摩托罗拉、爱立信和诺基亚等

14、公司。近年来，国内已有好多单位开展了射频功率放大器的研究和制作。无线通信市场是未来经济的主要增长点，作为无线通信网络的基础设施，满足不同技术标准的功放应该有广阔的应用前景2。第2章 功率放大器射频电路设计基础理论2.1 S参数理论2.1.1 射频电路网络参量分析电路网络时，低频段通常采用的网络参量是 Z、Y 和 h，它们可以用网络输入端和输出端的电压和电流来表示，可以通过输入端和输出端开路或短路的办法方便地测量出这些参量。但在射频和微波频段，因为满足测量时开路或短路的条件很困难，而且由于寄生参量和器件内部耦合，在进行短路测量时很容易产生寄生振荡而使测量无法进行。此外在微波频段，输入和输出端均由

15、分布参数元件构成，电压、电流的概念是不完全确定的。因而不宜选用电压电流作为网络参量。由传输线理论可知，传输线上任何一点的电压波都由一个入射波电压和一个反射波电压叠加而成，而这些电压波在微波频段测量是很方便的，因此常常采用端口的入射电压和反射电压作为微波网络端口的变量，即在微波频段采用散射参量，亦即 S 参量来表征网络的特性。线 性二 端 口 网 络线 性二 端 口 网 络 Vi1 Vi2 a1 a2 Zc1 Zc2 Zc1 Zc2 Vr1 Vr2 b1 b2 a） b)图 2-1 以波为变量的二端口网络如图 2-1(a)所示，图中 Vik 和 Vrk 分别表示第 k 个端口上的入射电压波和反射

16、电压波，k1 或 2；Zck 表示第 k 个端口上接的传输线的特性阻抗，k1 或 2。在实际应用中，为了更直接与功率的传输联系起来，常常采用归一化入射电压波 ak 和归一化反射电压波 bk，如图 2-1(b)所示。所谓归一化入射电压波和归一化反射电压波，在数学上其定义为： (2-1) 也就是说，第 k 端口上的归一化电压波就是第 k 端口上的电压波用第 k 端口上接的传输线特性阻抗 Zck 归一化。在实际应用中传输线的特性阻抗 Zck 都是正实数。因此，在后文的分析中都假定 Zck 是正实数。由式(2-1)可求得： （2-2） 式中 Pik第 k 端门上的入射功率；Prk第 k 端口上的反射功

17、率。由式(2-2)可见，实际上就是第 k 端口上的入射功率，而实际上就是第 k 端口上的反射功率。因此，归一化电压波将电压波与微波网络中的功率传输很好地联系起来了。如果以端口上的归一化入射电压波为自变量，归一化反射电压波为因变量，则由图 2-1(b)可写出这时的线性二端口网络方程为：b1=S11a1 + S12a2 b2=S21a1 + S22a2 （2-3） 或将它表示成矩阵形式： （2-4） 式中 Sij网络的散射参量，或简称为 S 参量，i、j1或2。Sij网络的散射矩阵，或简称为 S 矩阵。式(2-3)就是采用散射参量作为网络参量后，微波网络的网络方程，也称之为散射参量方程，或 S 参

18、量方程。式(2-4)是散射参量方程的矩阵形式。2.1.2 S 参量的定义及其物理意义由线性二端口网络的散射参量方程式(2-3)和式(2-1)可求得： 由该表达式，我们可以得知 Sij 是第 j 端口向第 i 端口的电压传输系数，而 ak=0向我们表明了 k 端口传输线外接匹配阻抗 Zck，当输出波 bi 经传输线向外传输到负载时不会有反射波再向网络传输。因此，线性二端口网络的四个 S 参量都有它们各自明确的物理意义，S11 和 S22 是电压反射系数，S21 和 S12 是电压传输系数。由上面的分析可以看出，对于不同的传输线特性阻抗 Zck。测量出来的 S 参量是不同的。因此，二端口网络端口上

19、的传输线特性阻抗 Zck 就成为一个参考阻抗。原则上，各端口上的传输线特性阻抗，即参考阻抗是可以各不相同的，但在实际应用中，这个参考阻抗决定于测量 S 参量的测量系统的特性阻抗，因此，测量出来的四个 S 参量总是对同一参考阻抗而言的。所以，在以后的分析中，就假定两端口的参考阻抗相等，即设 Zc1Zc2Zc，且通常选择这个特性阻抗为 50 欧姆。所以，如果要用别的参考阻抗就必须将 50 欧姆参考阻抗的 S 参量换算成相对于选择的参考阻抗的 S 参量。由上述的讨论还可以看出， S 参量是在端口上接以参考阻抗(通常为 50 欧姆)的条件下定义的，它们的测量也是在 50 欧姆负载下进行的，由于负载重，

20、在测量过程中发生振荡的可能性很小。另外，在宽频带范围内测量时，不需要调整调谐短线(用以保证开路或短路)，测量简单而准确，并可实现自动化测量。这就是为什么在微波频段，甚至在高频频段广泛采用 S 参量的原因3-5。2.1.3 功率增益功率增益是微波晶体管放大器的主要指标之一。在微波晶体管放大器电路分析与设计中，根据不同的目的和要求，常常用到几种不同的功率增益。如：工作功率增益 Gp (又称为实际功率增益或简称功率增益)、资用功率增益 Ga(又称为可用功率增益或有用功率增益)、转换功率增益 Gt，此外还有最大功率增益、最大稳定功率增益等，它们各有不同的定义和不同的物理意义。 放大器件 a1 a2 s

21、 1 2 L Zs ZL VS b1 b2图 2-2 射频放大器网络示意图由图 2-2 可写出如下关系式：b1 =1a1 a 1= as +sb1 (2-6)A2=L b2 网络的输入功率为： 网络的输出功率为： 根据输入功率和输出功率的表达式可求出各功率增益的表达式。（1）工作功率增益 Gp工作功率增益 Gp（Operation Power Gain）是负载所吸收的功率 PL 和信号源传送到放大器输入端口的功率 P1 之比。负载吸收的功率即为网络的输出功率，即PL=P2，则工作功率增益为： 经过一系列变换和整理之后得： 式中得到： C2=S22S11Ds （2-12）由式(2-10)可见，晶

22、体管的工作功率增益 Gp 除了和晶体管的四个 S 参量有关外，还与负载反射系数(或负载阻抗)有关。因此，工作功率增益 Gp 对研究负载对放大器功率增益的影响是方便的。（2）转换功率增益 Gt转换功率增益 Gt(Transducer Power Gain)定义为放大器输出端口负载所吸收的功率 PL 与信号源输出的资用功率 P1a 之比。是放大器输入端口共扼匹配时的 Gp。根据定义，经过一系列变换与整理后得： 式(2-13)表明，转换功率增益 Gt 除与放大器件的四个 S 参数有关外，还与信号源反射系数和负载反射系数有关。当同时研究信号源和负载对功率增益的影响时，采用转换功率增益是很方便的。（3）

23、资用功率增益 Ga资用功率增益 Ga (Available Power Gain)定义为放大器输出端口的资用功率 PLa与信号源的资用功率 P1a 之比值。它是放大器输出端共轭匹配时的转换功率增益。即在输出端满足条件： 由此可得出资用功率增益表达式为： (2-15)式中。式(2-15)表明，资用功率增益除与放大器件的四个 S 参数有关外，还与信号源反射系数有关。因此，当只研究信号源对放大器功率增益的影响时，采用资用功率增益是很方便的。根据上述三个功率增益的定义及物理意义，可以看出，一般情况下，对同一放大器而言，Gp>Gt、Ga>Gt，即上述三个功率增益中，转换功率增益是最小的。只有

24、当放大器的两个端口都同时达到共扼匹配时，这三个功率增益才相等。（4）单向转换功率增益由于晶体管内部反馈的存在，微波晶体管是个双向器件，即 S120。在放大信号过程中，由于器件内部反馈造成的反向传输对放大器增益、频率特性、稳定性、噪声性能及输入输出阻抗等都带来不利影响，所以也给设计带来许多复杂的问题，特别是宽带放大器设计中，这些问题更为突出。因此，设计中人们总是力求器件的S12 减小。通常，性能良好的晶体管 S12 可达-20-40dB，而 S21 则为 515dB；性能较差的器件 S12 也在-10dB 以下。因此，在放大器增益估算或宽带放大器设计中，常常忽略 S12，即认为 S120，然后再

25、在实际调整放大器中对设计加以修正。将器件视为单向器件时的转换功率增益称为单向转换功率增益，记作 Gtu。则有： （2-16）式中得到： (2-17)由式(2-16)和(2-17)可见，放大器单向转换功率增益由三部分功率增益乘积构成。G0 表示在定义 S21 的条件下，即输入输出端都接以参考阻抗 Z0 时，放大器的功率增益；G1 是由放大器输入端口匹配状态决定的输入网络附加功率增益；G2 则是由放大器输出端匹配状态决定的网络附加功率增益。这三个功率增益是互相独立的，因此单向放大器设计大为简化了。可以单独设计输入和输出端口的匹配状态，并利用 G1 和 G2 的频率特性对 G0 的频率特性进行补偿，

26、以得到宽带放大器。将一个 S120 的实际的双向器件当成 S12=0 的单向器件，由此设计出的放大器单向转换功率增益 Gtu 与实际双向器件的转换功率增益 Gt 之间有明显差别。这个转换增益误差与 S12 成正比，S12 越大，单向化设计误差越大；反之 S12 越小，则误差也越小6-10。2.2 稳定性分析设计微波场效应管放大器时，必须保证电路能稳定地工作，不产生自激振荡，并且远离自激振荡状态，在这一条件下讨论放大器性能指标的好坏才有实际意义。因此，研究放大器的稳定性是设计微波放大器的一个重要问题。通常把晶体管的稳定程度分为两大类：一类叫做绝对稳定或无条件稳定，在这种情况下，负载阻抗和源阻抗可

27、以任意选择，放大器都能稳定地工作；另一类叫做潜在不稳定或有条件稳定，在这种情况下，负载阻抗和源阻抗不能任意选择，要有一定的限制，否则放大器不能稳定地工作。实际设计时，总是希望能够根据已知的晶体管的 S 参数，来判断放大器是否绝对稳定。稳定系数 K 的定义如下： Ds 如式(2-11)所示晶体管放大器绝对稳定的充分且必要条件为： 实际上可证明，若 K>1 成立，则其他两个等式左端必定同时大于或同时小于S12 S21，因此，只需检验式(2-19)和其他任何一个条件，就能判断放大器是否绝对稳定。如果采用潜在不稳定器件来设计放大器，其负载(L )的选择就受到稳定性的限制。这时就必须画出稳定圆、等

28、增益圆，将L 平面划分为稳定区域和不稳定区域，这样就可以很方便的直接在稳定区域内选择L 。2.3 噪声分析评价一个功率放大器的性能优劣时，两个很重要的指标是噪声系数与非线性失真。噪声是一种随机变量，它来源于射频系统中的各元器件。一个线性系统，当它处于小信号工作时，它的许多性能指标都与噪声有关，如信噪比、误码率以及解调器的最低可解调门限等。当信号增大时，由于二极管和三极管的非线性特性，会产生增益压缩、交叉调制和互相调制等一系列非线性失真。因此，接收机所能接收的最低信号电平直接受到其射频部分固有噪声的限制，而它能接收的最高电平又受到非线性失真的限制。电路中的噪声来源、大小和度量方法，器件的非线性特

29、性及其对系统的影响是设计射频电路的基础。由电路知识可知，对已知的低噪声器件，当给定获得最小的噪声的最佳阻抗时，在任意源阻抗时放大器的噪声系数为： 其中Fmin是最小噪声系数，R n为噪声电阻，Y sopt是最佳源导纳，这些成为噪声参数，噪声参数的详细定义和线性二端口网络的噪声参数描述见文献。由上式可知，当输入匹配网络呈现给晶体管或者场效应管的阻抗为Ysopt时，得到的放大器噪声系数为最小F min，但是为了得到最小输入反射系数，或者最大增益，输入匹配网络需要呈现给晶体管或者场效应管的阻抗为S11*，这就需要在反射系数和噪声系数设计上做一定的权衡。进行微波低噪声放大器的设计，需要知道微波晶体管的

30、 S 参数和噪声参数即可。以前除了少数国外产品外，大部分器件生产厂家只提供 S 参数而没有提供噪声参数，而噪声参数的测试又难以进行，因此进行低噪声放大器设计时，主要还只能基于其 S参数来完成。传统的设计方法是用器件的单向化模型（即 S120），取 S11 的共轭来进行输入网络的设计，然后考设计者的经验来调整噪声，有很大的盲目性，并且很难达到最优化设计。而现在大部分器件生产厂家都在提供的 S2P 文件中给出了噪声参数，这对设计最优的低噪声特性是很方便的11。第3章 功率放大器的线性化分析和电磁兼容性3.1功率放大器的线性化分析理想的功率放大器是为射频载波信号提供一个完全透明的传输通道。对工作频带

31、内任意频点的输入信号，在全动态范围内实现固定比率地幅度放大、稳定地相位偏移以及不变地时间延迟，同时不产生任何其他分量的信号成分，即对输入信号进行线性的功率放大。但是由于实际中任意放大器的传输函数均存在非线性分量，即在输入射频载波信号的放大输出中不仅有被放大的载波成分，而且还存在着谐波、杂散、互调（如果输入载波为多音调制信号）失真分量，同时放大器的增益、相移以及群时延等指标还会随着信号的频率、幅度、环境温度、器件老化等因素发生变化。实际的射频功率放大器都是非线性的，也就是输出信号会包含非线性的分量。此外这些功率放大器都是有记忆效应的，也就是说输出不但与现在的输入信号有关，而且与过去的信号有关。W

32、CDMA 的调制带宽比较宽，所带来的记忆效应不能忽略。由记忆效应产生的非线性失真时功放失真的主要成分。在做数字预失真电路分析时必须要考虑这一层因素。非线性失真可以通过多种方式予以描述：一种是幅度和相位响应随不同的输入功率而变化，分别称为幅度失真(AM-AM)和相位失真(AM-PM)；另一种用于衡量非线性失真的方法是双频测试法，用产生的三阶交调失真产物来衡量非线性失真程度；对于具有连续频谱的数字调制信号可以用再生频谱的功率大小来衡量非线性失真，称为相邻信道泄漏功率比（ACLR）2。3.1.1 幅度失真(AM-AM)和相位失真(AM-PM)理想的放大器可以等效为一个具有线性传输特性的双端口网络，输

33、出电压与 输入电压成正比，即 vo(t )=civi(t) （3-1）其中 ci是放大器的线性电压增益，vi(t) 是放大器的输入信号，vo(t)是放大器的输出信号。理想的放大器 AM/AM 和 AM/PM 曲线如图 3-1 所示。实际上由于晶体管饱和影响，功率放大器具有非线性传输特性。图 3-1(a)表示射频放大器典型的幅度响应，可以看出在功率放大器饱和区域附近增益降低，这就是AM-AM 失真。把输出功率低于理想线性 1dB 时的点称为 1dB 压缩点。相位响应如图 3-2所示，同样随着输入功率的变化而变化，这称作失真。 a） b)图 3-1 理想的功率放大器的 AM/AM 和 AM/PM

34、Input Voltage Input Voltage图3-2 失真的功率放大器 AM/AM 与 AM/PM3.1.2 交调失真(IMD)无记忆的高功率放大器工作于弱非线性区时的传输特性可用一无穷项的幂级数来描述，即 Vo（t）=C1V1（t）+C2V1（t）²+ C2V1（t）³+ （3-2）V1（t）是放大器的输入信号，Vo（t）是放大器的输出信号。假定双频输入信号为： V1（ t）= Acosw1+ cosw2 （3-3）把式（3-3）代入式（3-2），得到放大器的输出为： Vo（t）=c1（Acosw1+ cosw2）+ c2（Acosw1+ cosw2）²

35、; + c3（Acosw1+ cosw2）³ （3-4）把 （3-4）展开，并忽略第五项以后高阶无穷小项的影响，功率放大器的输出信号包含了直流、1、2、21、22、31、32、21±2、22±1、31±22、32±1等丰富的频率成分。这些频率成分经滤波后，落在通带内的频率成分除了信号频率1、2以外，还有21±2、22±1、31±22、32±1等奇阶交调失真分量。由于此时的功率放大器工作在弱非线性区，而五阶交调失真(IMD5)分量的功率较三阶交调失真(IMD3)分量要小得多，故在一般情况下用三阶交调失真分量

36、来表示其非线性就足够了。通常用21±2、22±1处的三阶交调分量来表征放大器的非线性失真。奇阶交调分量以相等间隔对称出现在两个信号频率的旁边，形成旁瓣，所以奇阶交调失真对弱信号是很有害的。随着交调失真(n+1)1n2) 和(n+1)2n1) 阶数的增加，其幅度相应的减小。一旦求得交调分量的幅度后，就可以确定功放的交调截断点(intercept point)。交调截断点是功率放大器一个非常重要的性能指标，很多半导体公司以其生产的功率放大器的交调截断点的大小来说明其产品的性能。交调截断点定义为放大器输出的信号的电平和交调失真成分的电平相等的点。显然，放大器的信号电平一般情况下是

37、不会与交调分量的电平相等，也就是说，交调截断点并不是客观存在的，而是通过把信号功率直线和交调分量的功率直线延长，使它们相交，此相交点即为交调截断点，如图 3-3 所示。显然各阶交调失真都有相应的交调截断点与之对应。但一般只对三阶交调截断点(IP3) 感兴趣，并把它当作重要的性能指标列在放大器的数据手册中。而与 IMD2相对应的 IP2 即很少被考虑，这是由于 IMD2 落在通带以外，可被滤除的缘故。而IMD5 的电平往往比 IMD3 的电平小得多，所以与 IMD5 相对应的 IP5 也很少考虑。更高阶的 IP 可以忽略。由于上述原因，故在一般情况下只用 IP3 表示放大器工作在弱非线性区的线性

38、性能。然而当放大器工作在饱和的强非线性区时会出现这样的情况：IMD3 的幅度变化很小也会引起 IP3 发生很大的变化，进而使得双频测试的误差加大。此时，若仍然使用双频测试就不能准确地分析工作在强非线性区的功率放大器的性能。因此，IP3 在功率放大器的设计中并不是很常用。由于功率放大器是一种非线性器件，不管工作在线性区还是在非线性区，其都会产生非线性产物，只不过工作在线性区时，其表现出比较弱的非线性特性，已经证明当功率放大器工作在远离 1dB 增益压缩点时，即工作在线性区时，其表现出较弱的非线性，此时，三阶交调失真一般低于-30dBe。而在接收机的功率放大器或低噪声放大器的设计中很小的交调失真产

39、物也能使弱信号发生较大的失真，而此时的放大器一般都工作在弱非线性区，故用双频信号分析这种情况很有效。当功率放大器工作在 1dB 压缩点附近或超过 1dB 压缩点的时候，则放大器就表现出很强的非线性，此时双频分析就显得很不方便，必须采用其它更加有效的方法(如 ACLR)来加以分析。Pout（dBm） P1 P2 P(w1) P(2w1±w2) Pin(dBm)图3-3 交调截断点3.1.3 功率放大器的线性化技术目前国内外对于射频功率放大器的线性化技术已经进行了大量的研究工作,研究热点主要集中在前馈法、预失真法、负反馈法等几种新技术上。随着DSP、FPGA 等技术的快速发展，这几种功放

40、线性化技术必将逐渐完善、普及而成为未来的发展方向，但由于目前成本和技术的原因，应用尚不广泛。在实际工程中，功率回退法这种简单有效的技术一直有着十分广泛的应用，下文提到的GSM直放站功率放大器模块就采用了功率回退法来改善线性度。功率回退法是一种最简单的改善射频功率放大器的方法。根据射频功率放大器的本身特性，随着输入功率的增加，放大器输出功率会进入饱和状态，即放大器输出功率将不再随着输入信号功率的增加而线性增加，导致了输出信号非线性失真的产生。功率回退技术是指使射频功率放大器工作在低于其ldB压缩点一定回退量的功率电平点上，使功率放大器远离饱和区，进入线性工作区，从而改善射频功率放大器的三阶互调系

41、数。这种方法不需要增加任何附加设备，实现起来非常简单，但缺点是射频功率放大器的功率效率非常低，而且当IM3达到-40dB以下时，继续回退将不再改善射频功率放大器的线性度。第二代半移动通信技术GSM/EDGE采用pi/8offsetspSK调制技术，信号峰均比较低(大约为3.2dB)，对射频功率放大器的线性度要求不高，其高功率射频功率放大器主要采用该线性化技术就可以满足要求。新一代移动通信技术中，信号峰均比增大，为了保证峰值功率的线性度，必须回退的更多，效率也就更低，因而不能仅仅采用该技术。在目前第三代移动通信高功率射频功率放大器设计中在采用更先进的线性化技术的同时也常常结合使用该技术。3.2

42、功率放大器的电磁兼容性电磁兼容性（EMC）是指设备或系统在其电磁环境中符合要求运行并不对其环境中的任何设备产生无法忍受的电磁干扰的能力。因此，EMC包括两个方面的要求：一方面是指设备在正常运行过程中对所在环境产生的电磁干扰不能超过一定的限值；另一方面是指器具对所在环境中存在的电磁干扰具有一定程度的抗扰度，即电磁敏感性。射频电路工作在很高的频率上，在元件引脚或者电路引线上会产生一定的寄生参量。而射频功率放大器中，在高功率、大电流的环境下，寄生参量对于系统的影响大大增加。另外，引线电感及走线电感等又是引起高频辐射干扰的重要因素，这些功率不小的电磁干扰( EMI)可能会使功率放大器本身、电源部分或者

43、系统的其他部分的性能大幅下降，很多情况下会直接影响系统的多项主要指标。为了尽可能减小电磁干扰的影响，需要在电路设计中采取电磁兼容( EMC)措施，这样做也能有效地减少后期调试工作量，增加产品的可靠性和一致性，提高产品性能。据统计，大约有90的电磁兼容问题是由于布线和接地不当造成的，因此在电路设计的一开始就要考虑接地设计，这是解决电磁兼容问题最廉价和有效的方法。接地的目的有两个，一是为伤害电流提供一个通路，即安全地，通常在电源设计中要考虑安全地的设计。接地的另一个目的是为输入系统的信号提供一个参考。古典的地线定义是作为电路或系统参考的等电位点或面，然而，当地线上有电流流过时，这个定义是没有意义的

44、。即使信号电流能够忽略，外界电场或磁场在地线上感应的地电流也会引起电位的变化。设计良好的接地系统能使这种电位差最小，但不能消除它，因此定义地线为电流能够流回源的一条低阻抗路径 较为合适，此定义强调了电流的流动和对低阻抗的要求，是高频功放中接地设计的指导思想。接地可分为单点接地、多点接地和混合接地三种，对于射频功放，由于工作于高频、大电流状态，我们采用就近接地(多点并联接地)，各放大模块直接安装于散热器上。由于多点接地时易产生公共阻抗耦合问题，因此要减小接地阻抗和地线阻抗。功放中放大电路通常工作于共射形式，也就是要减小功率管的底座的接地阻抗，因此要求安装底板光洁平整，且增加固定螺钉以保证它与散热

45、器(功放中的公共地)可靠接触。由于高频电流的趋肤效应，地电流仅在散热器表面流动，我们采取对模块底板和散热器进行导电氧化的方法来减小地线阻抗。另外，为抑制多级级联时的公共地线耦合，把输入电源的接地位置置于靠近末级功放处，这样末级功放较大的地线电流就不流过前级的地线了。输入电源接地线的选择原则是短、宽、直。在功放中我们常选用多股电刷线并联接地。同时，合理的线缆设计可以提高电磁兼容性能。线缆设计归结为两个方面：接线屏蔽和线缆的走线布置。功放初样机中，一些射频连接电缆选用了SFF系列软电缆，接头处和电缆本身泄露较大，影响了功放的稳定工作，查阅有关资料后，全部射频电缆均改用半刚电缆(如SFT系列)，屏蔽

46、效果大大提高，参看表3-1数据：表3-1 各电缆的屏蔽效能电缆类型屏蔽效能(dB)普通线0(基准)双绞线13普通同轴电缆27半刚电缆80 另外，在走线布置时，我们采取以下措施：1)输入射频电缆与输出射频电缆在空间上尽量远离，分布于功放散热器的两面。2)强弱信号线、电源线分开布线，由于当两平行导线中有电流流过时，彼此将通过磁交链而产生电磁耦合，从而互相干扰，因此我们按照电路工作性质，将同一功能及电压电流等级相近的信号线、控制线、大电流中线等分别归类、捆扎。关键的走线，如功率控制线，接口控制线等采用专用屏蔽电缆。第4章 功率放大器设计随着移动通信技术的发展，信号的调制形式越来越复杂。系统的非线性特

47、性使得发射信号产生带外辐射（out-band emitter）和带内互调，这两项都是我们所不需要的。带外辐射使得通信系统对邻信道的通信系统产生干扰，带内互调增加了系统的BER。而在现代无线系统通信系统中，末级功放是产生系统的非线性效应的主要功能模块之一，这就使得系统提出了对功放的线性度的要求。提高功放的线性度有两种方法，其一为功率回退法，即为采用大功率的功放管，让其工作在较小的输出功率上；其二为线性化技术，即为 LPA。前一种技术比较简单，成本较低，但是整个功放系统的效率比较低；后一种技术较为复杂，成本也较高，但是功放的效率比较高。线性化技术(LPA)是射频/微波功率放大器的发展主要方向。本功

48、放采用功率回退技术来满足线性度的要求。传统意义上，标称微波/射频器件或者功能模块的非线性程度的好坏的指标为IIP3（输入三阶交调截获点）或者 OIP3（输出三阶交调截获点），这是我们选择器件的一个重要指标。当然，IIP3 和 OIP3 两者之间有着相互的内在联系，知其一就可以推导出另外一个指标。随着移动通信和调制技术的发展，传统的三阶交调指标已经不能完全衡量复杂调制信号通过微波器件或者功能模块时的非线性特性，特别是功率较大，五阶交调响应不能忽略时。射频模块的设计主要满足两点，其一为提供一定的增益和功率，其二为提供一定的频率选择性，即为满足所要求的非线性特性，GSM 功放的设计也是为了满足上述两

49、个指标1213。4.1 功放设计的设计要求功率放大器的一个主要特点是工作在大信号的非线性状态。射频功率放大器与小信号放大器不同，作为功率放大器应该有较大的输出功率和效率，同时满足带宽、线性度、增益和稳定性要求。如果是功率放大器组件，其增益由多级放大器实现，通过合理的增益分配，将多级级联起来，则放大器的级间匹配，总体增益，频率响应特性和稳定性都需要统筹考虑，因此功率放大器的设计要复杂得多。下面几个方面应当重点注意：(1) 合理选择功放管"这是设计中的首要环节，管子的使用频率、功率、放大效率、频带和稳定性等性能都要考虑。(2) 选择合适的工作状态。射频功率放大器的工作状态主要由功率、效率

50、、失真度等性能来决定。既要提高线性度又要兼顾效率。选择合适电路，电路设计时尽可能简化。可采用典型可靠的电路，合理分配增益，减少放大器的级数，甚至慎用线性化技术，以便降低故障率。(3)精心设计匹配网络。由于功率放大器处于非线性状态，因此谐波和交调分量严重，因此匹配网络除了具有阻抗变换的作用外，还有滤波器的作用，所以必须仔细设计。合适的匹配网络可以大大提高放大器的各项性能。(4)了解功放在大信号工作条件下，一些独有的特征，设计线性功放时多加注意。要考虑到放大器的稳定性特性、过激效应、寄生参数和温度特性等。安全性也一定要考虑到，特别是功放工作在高电压或者高电流的时候。在整体射频模块的整合过程中，除了

51、掌握整体性能与各组件的适合性外，还要克服电路间彼此干扰及匹配的问题。电路布局适当与否也是影响成败的关键，既要避免信号间耦合，又希望尽量缩小电路面积，任何一个环节都是彼此相连且环环相扣的，所以设计过程可以说是相当繁琐。GSM直放站功率放大器模块主要指标要求如下：1、频率范围（MHz）：9309602、最大输出功率（dBm）：393、功率增益（dBm）：554、三阶交调抑制 - 45dBc4.2 本方案采取的结构根据设计目标，该功率放大器模块整体功率增益为55dB，输出功率为39dBm。一般情况下，多数厂家提供的场效应管设计的放大器增益不超过20dB，常用的集成功率放大芯片的功率增益也在30dB左右，加上设计中应留出的余量，我们决定采用三级放大的结构。模块结构如图 4-1 所示。RF PI型衰减网络 第一级功放 第二级功放 第三级功放 馈电电路 隔离电路 耦合检测电路图4-1 总体设计结构第一级放大主要是为了减小由于 PI 型衰减器的插入损耗而使得功放的噪声系数的提高。PI 形衰减网络主要是起到两个作用：其一是改善功放的输入驻波，其二是调整功放链路的增益。功放电路中放大管的总的电路增益为 60dB，大