实验指导 通信原理 通信原理实验指导

1、目 录实验一 抽样定理和脉冲调幅(pam)实验1实验二 脉冲编码调制(pcm)实验 9实验三 增量调制(m)编译码实验 18实验四 移相键控(psk)实验 28实验五 hdb3码型变换实验 40实验七 数字基带信号处理实验 60实验一 抽样定理和脉冲调幅（pam）实验一、实验目的 1、验证抽样定理； 2、观察了解pam信号形成过程，平顶展宽解调过程； 3、了解时分多路系统中的路际串话现象。二、实验原理和电路说明 1、概述 在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(fdm)通信系统

2、和时分多路复用(tdm)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。 利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅(pam)信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步

3、。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。 图1-1 单路pcm系统示意图 作为例子，图1-1示意地画出了传输一路语音信号的pcm系统。从图中可以看出要实现对语音的pcm编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。 为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路pam通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。 2、抽样定理 抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)如果它的最高频率为fh(即m(t)的频谱中没有fh以上的分量)，可以唯一

4、地由频率等于或大于2fh的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为3400hz的语音信号m(t)，可以用频率大于或等于6800hz的样值序列来表示。抽样频率fs和语音信号m(t)的频谱如图1-2和图1-3所示。由频谱可知，用截止频率为fh的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400hz的语音信号，通常采用8khz抽样频率，这样可以留出1200hz的防卫带，见图1-4。如果fs2fh，就会出现频谱混迭的现象，如图1-5所示。图1-2 语音信号的频谱图1-3 语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱 在验证抽样

5、定理的实验中，我们用单一频率fh的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率fs=8khz,改变音频信号的频率fh,分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。 图1-4 留出防卫带的语音信号的抽样频谱图1-5 fs2fh时语音信号的抽样频谱验证抽样定理的实验方框如图1-6所示。在图1-8中，连接(tp8)和(tp14)，就构成了抽样定理实验电路。抽样电路采用场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。t1为结型场效应晶体管，t2为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5v电压加在场效应晶体管栅极g，只要g极电位负于源

6、极s的电位，并且|ugs|>|up|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0”。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5v电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的g极。使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，

7、电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图1-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400hz。 图1-6 抽样定理实验方框图3、多路脉冲调幅(pam信号的形成和解调) 多路脉冲调幅的实验框图如图1-7所示。在图1-8电原理图中，连接(tp8)和(tp11)、(tp13)和(tp14)就构成了多路脉冲调幅实验电路。 分路抽样电路的作用是：将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的。各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。本实验

8、设置了两路分路抽样电路。 图1-7 多路脉冲调幅实验框图 多路脉冲调幅信号进入接收端后，由分路选通脉冲分离成n路，亦即还原出单路pam信号。发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的，这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。为简化实验系统，本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件,但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决pam解调信号的幅度问题。由于时分多路的需要，分路脉冲的宽度s是很窄的。当占空比为s/ts 的脉冲通过话路低通滤波器后，低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是

9、严重的。但是，在分路选通后加入保持电容，可使分路后的pam信号展宽到100%的占空比，从而解决信号幅度衰减过大的问题。但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真。 pam信号在时间上是离散的，但在幅度上却是连续的。而在pcm系统里，pam信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。本实验仅提供一个pam系统的简单模式。4、多路脉冲调幅系统中的路际串话 路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。串话分可懂串话和不可懂串话,前者造成失密或影响正常通话；后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防

10、止。一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。 在一个理想的传输系统中，各路pam信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲。但如果传输pam信号的通道频带是有限的，则pam信号就会出现“拖尾”的现象，当“拖尾”严重，以至侵入邻路隙时，就产生了路际串话。 在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图19所示的低通网络，它的上截止频率为： f1=1/(2r1c1)图1-9 通道的低通等效网络 为了分析方便，设第一路有幅度为v的pam脉冲，而其它路没有。当矩形脉冲通过图1-9(a)所示的低通网络，输出波形如图1-9(b)所示。脉冲终了时，波形按r1c1时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在

11、第二路时隙上的残存电压串话电压u，这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。 当考虑通道频带的低频端时，可将通道简化为图110所示的高通网络。它的下截止频率为： f2=1/(2r2c2) 由于r2c2>> ，所以，当脉冲通过图1-10(a)所示的高通网络后，输出波形如图1-10(b)所示。长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙。若计算某一话路上的串话电压，则需要计算前n路对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。解决低频串话是一项很困难的工作。 图1-10 通道的高频等效网络限于实验条件，本实验只模拟了

12、高频串话的信道。 以上几部分电路所需要的定时脉冲均由图1-8中的定时电路提供。三、实验仪器 双踪同步示波器 sr8 四、实验内容与步骤 (一) 抽样和分路脉冲的形成 用示波器和频率计观察并核对各脉冲信号的频率、波形及脉冲宽度，并记录相应的波形。 1、在(tp1)观察主振脉冲信号。 2、在(tp2)观察分路抽样脉冲；在(tp3)观察分路抽样脉冲。 3、在(tp2)观察分路抽样脉冲；在(tp3)观察分路抽样脉冲。4、用双踪示波器比较（tp2）（tp2），（tp3）（tp3）的时序。(二) 验证抽样定理1、 正弦信号从(tp4)输入，fh=1khz，幅度2vp-p。2、 连接（tp2）（tp6）。

13、3、以(tp4)作双踪同步示波器的比较信号，观察(tp8)抽样后形成的pam信号。调整示波器触发同步，使pam信号在示波器上现示稳定，计算在一个信号周期内的抽样次数。核对信号频率与抽样频率的关系。 4、连接(tp8)(tp14)，在(tp15)观察经低通滤波器和放大器的解调信号。测量其频率，确定和输入信号的关系，验证抽样定理。 5、改变fh，令fh=6khz，重复2、3、4项内容，验证抽样定理。 (三) pam信号的形成和解调 连接(tp8)(tp11)、(tp13)(tp14)、(tp3)（tp12)，观察并画出以下各点的波形。1、 在(tp4)输入正弦信号，fh=1khz，幅度2vp-p。

14、 2、以(tp4)作为双踪同步示波器的比较信号，在(tp8)观察单路pam信号。 3、在(tp13)观察选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出的宽度（用s作单位）。 4、在(tp15)观察经低通滤波器放大后的音频信号。 5、改变输入正弦信号的频率(fmax3.4khz可取500、1k、2k、3k)，在(tp15)测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表。f(hz)500100020003000tp15（v） (四) 多路pam系统中的路际串话现象 连接(tp2)(tp12)，接入分路选通脉冲。 1、在(tp4)输入正弦信号，fh1khz。 2、在(tp15)观察第一路串入第二路的信号，用示波器

15、观察并测量其频率和幅度。 3、连接(tp8)(tp9)、(tp10)(tp11)，将开关k向下置于电容c11处，重复1、2项的内容，并与之比较。 4、将开关k向上置于电容c12处，重复1、2项的内容，并与2、3项的结果比较。五、实验报告 1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形。 2、本实验在(tp8)和(tp13)得到的是哪一类抽样的波形？从理论上对理想抽样、自然抽样和平顶抽样进行对比和说明。 3、对实验内容(二)进行讨论。当fs>2fh和fs<2fh时，低通滤波器输出的波形是什么？试总结一般规律。 4、实验内容(四)中的2、3、4项内容有什么区别？分析影响串话的主要原因。根据本实

16、验电路的元件数据计算信道上的截止频率。 5、对改进实验内容和电路有什么建议？实验二 脉冲编码调制(pcm)实验 一、实验目的 1、了解语音信号编译码的工作原理； 2、验证pcm编码原理； 3、初步了解pcm专用大规模集成电路的工作原理和应用； 4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法。 二、实验原理和电路说明 1、 概述 脉冲编码(pcm)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用。十多年来，由于超大规模集成技术的发展，pcm通信设备在缩小体积、减轻重量、降低功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改进。目前，数字电话终端机的关键部件，如编译码器(codec)和话路滤波器等都实现了集成

17、化。本实验是以这些产品编排的pcm编译码系统实验，以期让实验者了解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术。 pcm数字电话终端机的构成原理如图2-1所示。实验只包括虚线框内的部分，故名pcm编译码实验。 图2-1 pcm数字电话终端机的结构示意图 2、 实验原理和电路 pcm编译码系统由定时部分和pcm编译码器构成，电路原理图如图2-2所示。 1、pcm编译码原理 为适应语音信号的动态范围，实用的pcm编译码必须是非线性的。目前，国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性。ccitt的建议规定以13段折线近似的a律(a=87.56)和15段折线近似的律(255)作为国际标准。a律和律的量化

18、特性初始段如图2-3(a)和图2-3(b)所示。a律和律的编译码表分别列于表2-1和表2-2。 这种折线近似压扩特性的特点是：各段落间量阶关系都是2的倍数，在段落内为均匀分层量化，即等间隔16个分层。这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为方便的。 2、pcm编译码器简介本实验pcm编译码器采用了tp3067专用大规模集成电路，它是cmos工艺制造的单片pcm a/律编译码器，并且片内带有输入输出话路滤波器。tp3067的管脚如图2-4所示，内部组成框图如图2-5所示。 图2-3 量化特性表2-1 a8756编译码表输入幅度范围量阶段落码s电平码|量化电平译码幅度0-115-1610000

19、00011110150.515.516-1731-32100100001111163116.531.532-3462-642010000011113247326364-68124-128401100001111486366126128-136248-2568100000011116479132252256-272496-51216101000011118095264504512-544992-102432110000011119611152810081024-10881984-2048641110000111111212710562016tp3067的管脚定义简述如下： (1) vpo+ 接收

20、功放的同向输出。 (2) gnda 模拟地。所有信号以这个引脚为参考点。(3) vpo- 接收功放的反向输出。 (4) vpi 将输入转换到接收功放。 (5) vfro 接收滤波器的模拟输出。 (6) vcc 正电源引脚。vcc=+5v±5% (7) fsr 接收部分的8khz帧同步时隙信号。 (8) dr pcm码流解码输入。(9) bclkr/clkset 接收数据(dr)时钟,在固定速率工作模式下为2048k。fsr的上升沿，可以从64khz变化到2.048mhz。逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供给主时钟的1.536mhz/1.554mhz或2.048mhz，bclkx用

21、于传输和接收。 表2-2 =255编译码表输入幅度范围量阶段落码s电平码|量化电平译码幅度0-0.514.5-15.510000000111101501515.5-17.545.5-47.5200100001111163116.546.547.5-51.5107.5-111.5401000001111324749.5109.5111.5-119.5231.5-239.58011000011114863115.5235.5239.5-255.5479.5-495.516100000011116479247.5487.5495.5-527.5975.5-1007.53210100001111809

22、5511.5991.51007.5-1071.51967.5-2031.56411000001111961111039.51999.52031.5-2159.53951.5-4079.5128111000011111121272095.54015.5(10) mclkr/pdn 接收主时钟。1.544mhz或2.048mhz。可以与mclkx同步，但最好是在最佳性能时与mclkx同步。在mclkr持续低时，全部内部定时选择mclkx。在mclkr持续高时，器件处于低功耗状态。(11) mclkx 传输主时钟必须是1.536mhz、1.544mhz或2.048mhz。可以与mclkr同步。(12

23、) bclkx 传输数据(dx)位时钟, 固定速率工作模式下为2048k。可以从64khz变化到2.048mhz,但必须与mclkx同步。(13) dx 编码数据输出,通过fsx使能。(14) fsx 发送部分的8khz帧同步时隙信号。(15) tsx 编码时的消耗输出。(16) anlb 控制输入的模拟回路。操作时必须置逻辑“0”。(17) gsx 传输输入放大器的模拟输出，用于内部设置增益。(18) vfxi- 传输输入放大器的反向输入。(19) vfxi+ 传输输入放大器的同向输入。 (20) vbb 负电源引脚。vbb=-5v±5%。3、定时部分 tp3067编译码器所需的定

24、时脉冲均由定时部分提供。这里只需要主时钟2048khz和帧定时8khz信号。 图2-4 tp3067管脚图 为了简化实验内容，本实验系统的编译码部分公用一个定时源以确保发收时隙的同步。在实际的pcm数字电话设备中，确有一个同步系统来保证发收同步的。 三、实验仪器双踪同步示波器 sr8*杂音计 nd5*失真度测量仪 bs1 四、实验内容与步骤 (一) 时钟部分 主振频率为4096khz，经分频后得到2048khz的位定时和128khz的定时，再经分频分相后得到8khz的主同步时钟和路时钟。用示波器在(tp1)观察主振波形，用频率计测量其频率。同样在(tp2)、(tp3)和(tp4)观察并测量其它

25、时钟信号,并记录各点波形的频率和幅度。 (二) pcm编译码器 音频信号（fh=1khz,幅度2vp-p）从(tp5)输入，则在(tp6)可观察到pcm编码输出的码流。 连接(tp6)（tp7），则在(tp8)可观察到经译码和接收低通滤波器恢复出的同向输出音频信号和反向输出音频信号（tp8），记录各测试点的波形参数。图2-5 tp3067的内部结构框图 (三) 系统性能测试 系统性能测试有三项指标，即动态范围、信噪比特性和频率特性。 1、动态范围 在满足一定信噪比(s/n)条件下，编译码系统所对应的音频信号的幅度范围定义为动态范围。通常规定音频信号的频率为800hz(或1000hz)。动态范围

26、应大于ccitt(国际电报、电话咨询委员会)建议的框架(样板值)，如图2-6所示。 动态范围的测试框图如图2-7所示。图2-6 pcm编译码系统动态范围样板值 图2-7 动态范围测试框图 在原理部分已经提到，pcm编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36v。为了确保器件的安全使用，本实验在进行动态范围这一指标测试时，不再对输入信号的临界过载进行验证。取输入信号的最大幅度为5vp-p(注意：信号要由小至大调节)，测出此时的s/n值。设临界过载幅度为vmax，这是正弦输入信号编码不过载的最大幅度。当输入信号大于临界过载幅度之后，输出信号的s/n急剧下降。首先找出临界过载点，然后以10db一个点衰减

27、输入信号，将测试数据填入下表。-10db-20db-30db-40db-50dbvin(mv)p-p500015005001505015s/n(db) 2、信噪比特性 在上一项测试中选择出最佳编码电平(s/n最高)，在此电平下测试不同频率下的信噪比值。频率选择在500hz/1khz/2khz/3khz。 信噪比特性的测试框图如图2-8所示。 图2-8 信噪比特性测试框图信噪比特性测试数据记录于下表。信噪比特性(vin=2vp-p)f(hz)500100020003000s/n(db) 3、频率特性 选一合适的输入电平(vin=2vp-p) ，改变输入信号的频率，在(tp8)逐频率点测出译码输出

28、信号的电压值,频率特性测试数据记录于下表。f(hz)500100020003000tp8（v） 五、实验报告 1、整理实验记录，画出相应的曲线和波形。 2、pcm编译码系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？ 3、对pcm和m系统的系统性能进行比较，总结它们各自的特点。 4、在实际的通信系统中收端(译码)部分的定时信号是怎样获取的？ 5、对改进实验有什么建议？实验三 增量调制（m）编译码实验 一、实验目的 1、了解语音信号的m编码过程； 2、验证m的编译码原理；3、 粗略了解m编译码专用集成电路的基本工作原理、外部电路设计原则和一般使用方法；4、 了解语音信号数字化技术的主要指标，学习指标的测

29、试方法。 二、单片m编码系统组成和电路原理 1、概述 随着中、大规模集成电路技术的进步，各种通信专用集成电路迅速发展。m编译码器、开关电容滤波器以及用户接口电路的集成化，为全集成化m数字电话终端设备提供了物质条件。目前，由三块中规模集成电路加少量外接元件设计的新型集成化m数字电话终端机已投入批量生产。图31就是这种设备的一个话路的方框图。 图31 集成化m数字电话框图 与通用的分立元件及小规模集成电路的编译码器相比，集成化系统在缩小体积、降低功耗等方面有明显的效益，对减少量化噪声、增大动态范围等指标起了良好的作用。 本实验用单片mc3418m编译码器和ua741运放电容滤波器组成一个m编译码实

30、验系统。其功能只涉及图31中虚线以右的部分。 2、系统组成与电路原理系统组成的方框图如图3-2所示，它是由定时部分、m编译码器及收、发运放电容滤波器组成的。电路原理图如图3-3所示。 图3-2 m编译码系统框图 (一) 单片m编译码器 1、mc3418简介 mc3418是motolola公司生产的通信专用集成电路，它是数字检测音节压扩增量编译码器。图3-4给出了mc3418的原理框图。由原理框图可以看出，它是由模拟输入放大器、数字输入运算放大器、电压/电流转换运算放大器、极性开关、工作选择开关和数字检测(移位寄存器和逻辑电路)等部分构成的。 第15脚的工作电平可以控制该片工作于编码状态或译码状

31、态：当第15脚接高电平(vcc/2)时，该片做编码器用；当第15脚接低电平(地)时，该片做译码器用。 当单片作为编码器使用时，15脚接高电平，这时工作开关使模拟运放与移位寄存器接通。模拟信号由1脚输入，本地译码信号由2脚输入，运算放大器对它们进行比较并将差值放大。运算放大器输出经电平转换给出数字信码。在14脚输入的时钟后沿时刻，运算放大器输出的结果进入移位寄存器。这一结果也同时接到9脚和极性开关，前者作为数字码输出，后者用来控制流入积分器的电流的极性，积分运算放大器与外接的rc网络构成积分器，受极性开关控制的电流在此积分后累加形成本地译码信号。四级移位寄存器和逻辑电路完成检测功能。当有四个连“

32、1”或连“0”码出现时，从11脚输出一个负极性的一致脉冲，一致脉冲经外接音节滤波器平滑之后得到量阶控制电压，此电压反映了前一段时间内模拟输入信号的平均斜率。量阶控制电压加到第3脚。由内部v/i转换电路决定4脚的电压随3脚的电压变化。当4脚通过外接电阻连接到某一固定电位上，则流入4脚的电流就随3脚的控制电压变化，从而将控制电压的变化转换为控制电流的变化。v/i转换器的输出电流与4脚的输入电流相等。此电流经极性开关送到积分器，因此，积分量阶的大小就随着输入模拟信号的平均斜率而变化。这样就形成了数字检测音节的压扩过程。图3-4 mc3418编译码器原理框图 在作译码器应用时，第15脚通过一只10k电

33、阻接地，这时数字运算放大器与移位寄存器接通。信码由13脚输入与12脚的阀电平比较，然后经运算放大器整形后送到移位寄存器，经再定时的信码从9脚输出。其后的工作过程则与编码器一样，只是译码信号不再送回第2脚而是送往接收低通滤波器。 2、单积分电路 mc3418内部仅有积分运算放大器，为完成本地译码过程，需要外接一个网络。用户可以根据自己的需要用外接rc网络接成单积分、双积分、等电路。本实验给出一种单积分电路的实例。 积分器电路如图3-5所示。积分运算放大器的输入阻抗很高，从极性开关的量阶控制电流几乎全部进入电阻r和电容c。网络的阻抗传递函数可以写成： h(s)=(v(s)/(i(s)=-(1/(1

34、/r)+sc) 经整理后得到 -(v(s)/(i(s)=(i/c)/(s+1/(rc)=k/(s+wo ) (1) 其中k=1/c，wo=1/(rc)。一般认为是300hz。当r10k，c=0.1f时，f0 159hz。 将式(1)写成时域形式 -i=v/r+c(dv)/dt （2） 图3-5 单积分电路图 有关资料指出编码器约在+12dbm(f=1000hz)处为临界过载，另外，输入信号的最大幅度为4.36v，这时流过积分器的最大电流为 imaxicmaxc(dv)/dt0.1×10-6 ×2×1000×4.36 2.7ma 另一方面，由编码器要求的最

35、小量阶电压可求出当采样率fs =32khz时，最小控制电流应为 imin9.6a 因此，积分电路对应的控制电流压缩比应达到258，相当于49db。最大与最小控制电流分别由4脚外接电阻rx和rmin决定。 3、音节平滑滤波器 mc3418只具有数字检测功能，为实现压扩作用还需要一外接网络。用户可根据需要接成线性压扩、非线性压扩、复杂推迟压扩等各种形式。本实验只列举一种非线性音节平滑滤波器。 音节平滑滤波器是一个简单的rc滤波电路，电路形式如图3-6所示。集成片mc3418的数字检测器连码一致脉冲信号是由一个集电极开路的晶体管从11脚输出的。所以需要一个外接的集电极负载电阻。当晶体管导通时，电容器

36、cs通过电阻rs充电；当晶体管截止时，电容器cs通过电阻rp放电。充电时间常数cs(rs+rp)。 设g为一致脉冲在一个音节时间内占空比的统计值。设第3脚电位为vs，11脚电位为v0，当g值一定时，电路应维持充放电电荷相等。设充电时间为gt，放电时间为(1-g)t，因此有 (vs-v0)/rs)gt(vcc/2-vs)/(rs+rp)(1-g)t （3） 令d=rp/rs，则有 vs=(1+d)v0g+(vcc/2)(1-g)/(1+dg) （4）图3-6 音节平滑滤波器 其中，vo为晶体管饱和压降，约为0.12v。 音节控制电压为电容cs两端的电压，设它为vcs，因此有 vcs=vcc/2-

37、vs即 vcs=vcc/2-(1-d)vog+(vcc/2)(1-g)/(1+dg) （5） 由式(5)可以看出，当pp>>rs，即d0时有 vcs(vcc/2-vo)g （6）这时控制电压与g 成线性关系。 将vo=0.12v，(vcc/2)6v代入上式，得 vcs15.98g （7） 当d0，控制电压v与g成非线性关系。设d=3，得 vcs2=(23.52g)/(1+3g) （8） 图3-7给出vcs1和vcs2与c的关系曲线，曲线vcs2的斜率大于曲线vcs1的斜率，这就意味着vcs2的压扩特性更接近于理想特性。 语音音节包络的变化范围约为5ms到20ms。取15ms，220

38、ms，这时 2/1=4 2/1=(cs(rs+rp)/(csrs)=1+d d=3 选cs=0.33f，则rs15.15k，rp=15.15k，取rs=15k，rp=47k得d3.13。 在临界过载时，g达到最小值。对正弦信号可得g0.436，这时控制电压vcs的最大值约为(计算从略) vmax4.48v 此值决定了限流电阻rx1.5k。图3-7 v与g的关系曲线 (二) 定时电路 图3-9 定时部分时间关系图mc3418编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供，为模拟一个实际的时分多路系统的工作状态，定时部分可给出2048khz及8路32khz的定时，定时部分的时间关系如图3-9所示。为确保收

39、、发同步，本实验系统的编码和译码部分公用一个定时源，这是有别于实际情况的。 三、实验仪器 *杂音计 nd5 *失真度测试仪 bs1 双踪同步示波器 sr8 四、实验内容与步骤 (一)、 时钟部分 主振频率为4096khz，经分频后得到2048khz的定时，再经分频分相后得到8路32khz的定时。用示波器在(tp1)点观察主振波形，用频率计测量其频率。在(tp2)、(tp3)、(tp4)观察并测量2048khz和32khz定时。 (二)、 发送滤波器 在(tp5)输入频率为1khz、幅度为2vp-p的音频信号。在(tp5)观察输入信号，在(tp6)观察输出信号，记下它们的幅度和波形。 (三)、

40、m编码器 在(tp6)观察经发送滤波器限带后输入编码器的音频信号，在(tp7)观察本地译码信号。在(tp8)观察编码输出的数字信号(幅度约为10vp-p)。以音频信号作为同步信号，观察信码的变化规律。对应正弦波过零处应有连“0”或联“1”码型出现；对应正弦波的波峰和波谷处应有“0”、“1”交替码型出现。 (四)、 m译码器 用短线连接(tp8)(tp9)，即将编码信号送入译码器。在(tp9)观察输入译码器的编码信号，在(tp10)观察译码器输出的模拟信号，画出波形。 (五)、 接收滤波器 在(tp10)观察滤波器的输入信号。在(tp11)观察滤波器输出的模拟信号。记下它们的波形和幅度。 (六)

41、、 系统性能测试 系统性能有三项指标：动态范围、信噪比和频率特性。 1、动态范围 在满足一定信噪比(s/n)条件下，编译码系统所对应于800hz(或1000hz)音频信号的幅度范围定义为动态范围。动态范围应大于电子工业部1982年暂定的标准框架(样板值)。图3-10示意给出了这个样板。 图3-10 m编译码系统动态范围样板图动态范围的测试框图如图3-11所示。 在原理部分已经提到，m编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36v。为了确保器件的安全使用，本实验在进行动态范围这一指标测试时，不再对输入信号的临界过载进行验证。取输入信号的最大幅度为5vp-p(注意：信号要由小至大调节)，测出此时的s/

42、n值。然后以10db间隔衰减输入信号，将测试数据填入下表。-10db-20db-30db-40db-50dbvin(mv)p-p500015005001505015s/n(db)图3-11 动态范围测试框图 2、信噪比特性 在上一项测试中选择出最佳编码电平(s/n最高，推荐为2vp-p)。在此电平下测试不同频率下的信噪比值。频率选择在500hz/1khz/2khz/3khz,将测试数据填入下表。f(hz)500100020003000s/n（db） 信噪比特性的测试框图如图3-12所示。 图3-12 信噪比特性测试框图 3、频率特性 选一合适的输入电平(vin=2vp-p)，改变输入信号的频率

43、，频率范围从500hz到3000hz。在(tp11)用示波器测量译码输出信号的电压值,数据填入下表。f(hz)500100020003000tp11（v） 五、实验报告 1、整理实验记录，画出相应的曲线和波形。 2、集成化m编译码系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？ 3、设想临界过载时本地译码信号和信码信号的形状。试画出它们的波形。 4、什么叫数字检测音节压扩的可变斜率？在本实验中是如何实现的？ 5、积分电路的设计原则是什么？ 6、对改进实验内容和电路有什么建议？实验四 移相键控(psk)实验 一、实验目的 1、了解m序列的性能，掌握其实现方法及其作用；2、了解2psk系统的组成验证，其调

44、制解调原理；3、验证同步解调的又一方式同相正交环(或称costas环)的工作原理； 4、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用； 5、学习2psk系统主要性能指标的测试方法。 二、实验原理和电路说明 (一) 概述 数字通信系统的模型可以用图4-1表示，虚线框内的部分称为数字调制和解调部分，以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。 图4-1 数字通信系统模型 与模拟通信系统相比，数字调制和解调同样是通过某种方式，将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。不同的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。 在大多数情况下，数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、

45、频率或相位进行键控，便可获得ask、fsk、psk等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面，以相干psk的性能最好，目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。 近年来，在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。除2psk外，已派生出多种调制形式，如四相移相键控(qpsk)、八相移相键控(8psk)、正交部分响应(qprs)、十六状态正交电幅(16qam)以及64qam、256qam等，这些都是高效率的调制手段。 为了模拟实际数字调制系统，本实验的调制和解调基本上由数字电路构成。数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。为了实验过程中观察方便，实验系统的载波选

46、为5mhz。 (二) 调制 2psk系统的调制部分框图如图4-2所示，电路原理如图4-3所示，下面分几部分说明。 1、m序列发生器 实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用m序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式f(x)=x5+x3+1组成的五级线性移位寄存器，就可得到31位码长的m序列。码元定时与载波的关系可以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化；也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的，码元速率约为1mbt/s。 2、相对移相和绝对移相 移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相。以二进制

47、调相为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相；“1”和“0”时调制后载波相位差1800。绝对移相的波形如图4-4所示。 在同步解调的psk系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。 图4-2 2psk调制部分框图 相对移相的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确

48、定其相位的取值。例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波同相；码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波反相。相对移相的波形如图4-5所示。 图4-4绝对移相的波形示意图 一般情况下，相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现。将信码经过差分编码变换成新的码组相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。 设绝对码为ai，相对码为bi，则二相编码的逻辑关系为： bi = aibi-1 (1) 差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。 图4-5 相对移相的波形示意图 调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字选择器(74ls153)完成。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的相载波相同。这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图4-6示出了一个数字序列的相对移相的过程。 对应于差分编码，在解调