三相逆变器对电网输入电流单相整流二极管的塑造与小直流母线电容器直接功率控制

1、三相逆变器对电网输入电流单相整流二极管的塑造与小直流母线电容器直接功率控制实现小直流电容的二极管单相整流电路并网电流整形的三相逆变器直接功率控 制这篇文章表述的是没有通过功率因数校正 （ PFC）电路或输入过滤 器由单相二极管整流器反馈电动机驱动器系统， 本文所考虑的系统由 单相二极管整流器，三相逆变器，以及小型直流母线电容器所组成。 由于标准的系统直流母线电容是几 F，所以电网输入电流的波形， 直接受逆变器的电输出功率影响。 采用这种方法， 驱动系统的两个目 标，控制电动机的转矩和抑制电网输入电流的谐波， 可以通过控制所 述逆变器的输出功率来同时实现。 本文提出的方法包括参考电动机电 流的产

2、生和参考改变输出电压来调节直接功率的输出。 根据所提出的 方法，可以通过 IEC61000-3-2的限制来减小电网输入电流产生的高次 谐波成分，这个方法比一般方法更好。此外，通过从系统中除去电解 质的直流母线电容器和输入滤波器， 逆变器系统的成本和尺寸可以显 著降低。本文所提出的调整波形的方法， 是通过使用电动机驱动系统 用5F薄膜电容器在直流母线上的实验结果来验证的。 1 介绍电力电子技术的最新进展使得变速电动机广泛应用于低功耗的家 庭用途。例如空调，冰箱，吸尘器等等。如图 A 所示，驱动变速电动 机的单相交流电源通常是由三相逆变器， 单相二极管整流器， 直流母 线电容器构成。在一般情况下，

3、直流母线电容被设计成高值，使得系 统保持直流母线电压的恒定。 同样的体积，电解电容器具有更高容量， 因此被广泛用作母线电容器来减少系统体积。 然而，电解电容器也有 一些缺点。首先， 当该电容器中电解质蒸发时，他的电流波纹和热量 是脆弱的。基于这个特性，母线上的电解电容器在 105的情况下寿 命约万小时，而且温度每上升 10，它的寿命就会减半。由于较短的 寿命，电解电容器主要影响的驱动器电路的可靠性 ;约 60的驱动电 路的故障是由于电解电容器。 另一个问题是， 在现有的驱动是很难满 足对电网的输入电流谐波的调节。 由于恒定的直流链电压， 非线性电 网输入电流是不可避免的， 如图 1b所示。这些

4、电流谐波增加对低压交 流电网的应力， 降低了电网质量， 因此对电网谐波的输入电流进行了 规定。连接到电网的设备应满足要求。 为使直流母线电容驱动满足要 求，有必要利用线路感应滤波器或 PFC来减少电流谐波。这些电路增 加了成本而且使驱动电路体积庞大。马达驱动器与直流母线的低电容已经开发克服了电解电容器的 这些缺点。这种驱动器具有直流母线电容在以往的驱动器的电容的低 于1，以使DC母线电压波动和二极管整流器持续地进行，如图中所 示。图1（ c）。在这种情况下，电容器的单位体积的低电容，例如薄 膜电容器或陶瓷材质， 可以在驱动器中的直流母线中使用。 因为这些 类型的电容器相比电解电容器允许更大的纹

5、波电流和具有更长的寿 命，驱动电路的可靠性也提高。 通过使用在直流母线上的薄膜或陶瓷 电容器，该驱动器的制造成本也降低了。 这是因为薄膜电容器比电解电容器更廉价且线路滤波器可以通过降低直流母线电容被减轻。在1kW电机的功率等级的变频器， 每单元的制造成本包含直流母线电容 和线路滤波器， 这些如果用上薄膜或者陶瓷直流母线电容可节约成本 10美元。由于直流母线电容容量较低， 没有电解电容器的电路有缺点： 该机通过驱动器的能力低于常规驱动的 1。因此所提出的电机驱动 器不能被应用到应用程序，其中，穿越能力是重要。然而，在处于低 功耗和低性能应用中， 穿越能力不是关键因素。 几大家电企业使用这 项功能

6、，并用薄膜电容器做成产品。该方案还研究了这类应用。若电动机驱动中没有电解电容器，为了抑制电网输入电流谐波， 必须精确控制逆变器的输出功率。 为了使电网输入点流成正弦， 研究 了许多适用于无电解电容器的驱动器的电动机控制方法， 但是他们很 难抑制谐波，正是因为不当考虑关于逆变器输出功率的马达基准电 流，则控制器的低带宽和电动机电流控制误差。 本文提出了一种新兴的调整电网输入电流波形且无需电解电容器的 驱动器。在驱动电路的直流母线电容器的设计准则示于第二节。 对于 正弦电网输入条件在第三节介绍。第四节解释电网输入电流整形方 法，包括系统的稳定性分析。第五节验证了该方法的改进。二，直流母线电容的设计

7、考虑 通常来说，设计直流母线电容器的主要参考是直流母线电流波纹和 电容器电流波纹。 由于通常把电解电容器用作直流母线电容， 电容被 设计为使得电流纹波通过电容器维持在低于所述电容器的纹波电流 限制。通常也考虑由负载变化引起的母线电压波动。一般情况下，680F的电解电容器（波纹电流额定值为 34A ，之流额定电压 400450V），可以在 1千瓦的电机驱动中使用。这里，该值是由纹波 电流确定，因为开关纹波电压和负载的波动是非常低的。另一方面， 在薄膜或陶瓷电容器的情况下， 纹波电流限制不是那么关键。 设计的 局限性是在开关纹波和在直流母线电压的负载波动。 由于负载波动的 能量比开关纹波高， 在无

8、任何负荷波动的应用中， 应考虑包含小型直 流母线电容器的逆变器系统。 然后，最后的开关纹波电压可以只设计 标准。负载波动可以通过对空调， 泵以及压缩机等机器的控制来抑制。 因此，小的直流母线电容器被认为仅应该在这些商品中配置。大的电压纹波会减小电机控制电压，产生电磁噪声，降低转换效 率，因此限定直流母线电压的开关纹波在一定限度很重要。本文中， 直流母线电容器应用 5V的薄膜电容器，这就使得开关纹波，在额 定功率低于直流母线电压峰值的 10。通过使用薄膜电容器， 与电解 电容器相比，电容值被减小超过 99%以上。三 正弦电网输入电流条件 假设二极管整流器的电压降可忽略，电网的输入电流和直流母线

9、电压值在 Vg正极的情况下的关系如下面的方程式 其中 Rg和Lg是电网的电阻和电感，包括线路滤波器阻抗。图 1（b） 和（ c）分别展示出有电解电容器和无电解电容器的驱动器中 Vg，Vdc 和Ig。负的Vg可以通过 1公式转换为正的 Vg。当电网正弦输入电流流 过驱动器时计算出的直流母线电压波形可从 1式中算出，电机驱动的 Rg和Lg的如此之小，它们可以被忽略。因此，当电网电压和电流是 正弦，直流母线电压波形可以表示为 2式。 其中Vg和Ig分别是电网电压和电流的零 -峰幅值， g是电网的相位 角。二极管整流器被动的打开和关断， 没有任何因素来控制电网侧的 功率和直流母线电压。 由于逆变器的输

10、出功率是控制直流母线电压的 唯一因素，其输出功率的形状， 应准确地确定使直流母线电压为 （2）。 当电网输入电流为正弦波，从电网输入功率等于（ 3） 这里，电力通过脉动直流母线电压的计算公式（ 4）。其中 Cdc是直流母线电容器的电容值， g是交流电网的角速度。 正弦 电网输入电流下的逆变器输出功率为 4式减去 3式。换句话说，控制 Pinv是为了获得电动机驱动下的电网正弦输入电流。 逆变器的输出功 率是由电动机电流矢量和电动机的电压矢量的内积来确定，如（6）中。在同步参考帧使用 IPM的 DQ电压方程（ 7），导出（ 6）作为电 动机机械功率， 电动机道统损耗， 以及通过改变电动机电流得到的

11、电 感（如 8）。其中vd, vq, id, iq, Rs, Ld, Lq, f, and r在任意 d-q参考系下电机的电压和电流，定 子电阻 ,d-q 轴电感 , 通量的永磁电动机 , 电动机的角速度。 不要忘记调节 2式中 Vdc作为逆变器的输出电压， 考虑到连接到驱动的 电机在高速运转情况下，电动机的线电压可以比直流母线电压更高。 这导致了热量的产生和直流母线电压的升高。 为了避免这一现象， 逆 变器输出电压参考值 *outvis 被控制在小于等于逆变器输出电压的限定 值下，如 9式。其中 Vd和Vq分别是在任意 dq参考系下逆变器输出电压的绝对值四，电网输入电流波形的建议该方法的框图

12、如图 2电流基准发生器， 其输出功率控制器加到提出的级联速度和电流控制 器，和过调制方法考虑到直流母线电路的波动。在这种方法下，快速 电网输入电流可确保式 5和 9.A基准值的产生 其中rm和Te*是转速和电动机的力矩参考。作为 Plos 和Pind中的数 值，Ig 比计算值要大，这里 ，为了找出系统角 g，Vg和Vdc被当做 锁相环的输入，如图 2以dq电流为基准， 9,10被表示为 11,12 ，表示电动机在 dq基准下电 流通过求解（ 11）和（12），当满足这两个条件时， dq电流波形可以计 算出来。但是， 由于条件有非线性项，它需要复杂的算法和长的时间 来获得精确的解决方案。 为了快

13、速解决问题， 建议用电机电流基准产 生方法大致计算出电机电流的参考。 13式表示使用傅立叶级数近似的 dq电流波形。其中 Id ，k，Iq，k，D，k和q，k分别表示在零至峰 振幅和在 dq电流的第 k次谐波成分的相位。 因为 PINV和Vdc波动是电网 频率的两倍，傅里叶级数的基本一个被定义为这样的频率。 n的值由 考虑到电动机的电流控制器的带宽来确定。如果 n大，则基准值含高 频谐波分量，而且因为有限的带宽，谐波无法控制。相反的，如果 n小，由近似的电流基准输出的功率与输出功率参考值 （10）误差较大。 基准计算过程如下。 首先，dq电流波形可以通过 13式设置幅度变量和 角度。这一步中，

14、 Id,0 and Iq,0 要求满足力矩参考。输出功率误差 和输出电压的幅度可以通过将其代 - （11）和（ 12）中找到。通过 改变这些变量和重复上述的过程中， 两个条件的解决方案最大程度地 减少这些误差。图 3显示了生成当前参考的例子。可以发现，所计算 出的电流参考值大致同时满足（ 11）和（12）。需要大量的计算时间 以搜寻中（ 13）满足式（ 11）和（ 12）的系数。在采样期间很难完成 这种计算，所以在几个操作点的基准值在线下计算并存储为查找表。在电动机电流控制器中，前馈电压基准被用于补偿背面电动势 （ EMF）的效果。由于电动机的两个的 dq电流会发生波动，该前馈电 压基准的补偿

15、是在所提出的电动机驱动的情况下更加重要。 dq前馈电 压基准值被表示为（ 14）由于逆变器的输出功率波动两倍于电网频率， n取零时与 n取1时 的优劣在 13中比较，调节电机的电流为脉动参考最小化的控制延迟， 电动机电流控制器的带宽被设计得足够高于参考的占主导地位的频 率30 - 33 。电动机控制的闭环增益系统包括 PI 电流控制器和 15 中所示的电机厂。式中， R，L和 cc是电动机，分别对电阻，电动机 的电感，以及 PI 电流控制器的带宽。 所述离散的开关效应可以忽略不 计，因为切换频率比底片极（ 15）中的幅度高得多。在本文中，电动 机电流控制器的带宽被设定为 600Hz。在此带宽下

16、，相位延迟在 s =120Hz的是大约 10。B 由参考电压直接控制逆变器输出功率由于电流控制器具有低带宽不能跟随高顺序参考， 电网输入电流 谐波不能仅由电动机电流的控制与上述的 dq电流基准精确地抑制。 由 于无需电解电容器的驱动器的谐振频率通常比电流控制器的带宽更 高，电流控制器还不能阻断线路电感和直流链电容器之间的高频谐振 电流。所提出的电机驱动器是电压源逆变器（ VSI）类型，并且它可 以产生输出电压在一个开关周期的基准。 因此，与由输出电压控制直 接控制的逆变器的输出功率， 逆变器的输出功率， 可以更正确地跟随 参考，也比使用电动机电流控制的常规方法更快。电动机电流矢量和从电流控制器

17、的输出电压的基准矢量计算出 的输出功率不等于在输出功率参考值（ 10），所述参考电压矢量被修 改，以补偿该差。 由于参考电压修饰可以影响电流控制器的性能和电 机电流的动态变化，尽量减少这些影响是必要的。图 4示出所提出的 输出电压的参考变形例的矢量图。在图 4中，。是从电流控制 器，在 dq前馈电压参考，最终输出的参考电压在 dq参考电压，并且 DQ 电流向量。虚线垂直于电流向量是其产生的输出功率的电压矢量轨 迹。P时从 V中计算得出的输出功率。在此向量图，表示电压扰动向电 流控制器，是动态电压分量，这和电机的电流的动态相关。电动机的 电流可以增加， 其中。该是小的稳定电动机的电流控制。 因此

18、， 电压基准值沿的最短路径修改， 这个电压改变方法可以最大限度地减 少对电机控制的影响。如图 4中 bc所示，输出电压基准中的情况下相 同的方式修改的 * invP 比。都或大或小。 根据虚线， 在这些情况下， 修改后的电压被选择为那些有 *dqv* 之间的最短距离。通过施加电压的修改方法， 所述功率控制器的带宽被加宽到大约 一半的开关频率。因此，该高频电流通过共振可被抑制，并且可以在 不控制的高次电流参考减小的输出功率误差。 另外，电压修改的反电 动势矢量可以最小化对电流的调节性能的影响C 输出功率的维修过调制方法考虑到输出电压的参考幅值受逆变器的输出电压的限制， 应用过 调制方法， 使输出

19、电压基准降低到输出电压的限制以下。 未考虑到有 关于在以往的过调制方法的逆变器的输出功率， 因此，输出功率可以 后的参考电压是由过调制限于改变。 这个输出功率误差可以改变电网 的输入电流，所以策略以保持逆变器的输出功率中的过调制是必要 的。所提出的过调制方法限制了沿虚线的输出电压基准， 以使电机的 电流矢量和修改后的输出电压基准的内积具有相同的值。 输出电压限 制到其他扇区可以被接受， 以保持输出功率。 所提出的过调制方法的 实现比以往更加困难， 因为需要若干向量的计算， 以获得有限的输出 电压的参考。图 5表示所提出的过调制方法的一个例子。D建议电机驱动系统的稳定性分析 电动机电流控制系统的

20、稳定性和电网电流控制系统的稳定性： 所 提出的系统的稳定性两方面进行了分析。图 6展示了两个系统的简要 控制回路。首先， 图 6a展示了电动机电流控制器，逆变器功率输出控 制器作为一个扰动。 假设过调制的非线性效应可以忽略不计， 16式展 示了由于这种干扰的 d轴电流响应。其中。是d轴电流 PI控制器的增益。在该传递函数中，可以看出，该函数是稳定的，因为极数大于零的数目更大，所有极的是负的。在（ 16）与（ 15），所述开关 效应将被忽略。 q 轴电流响应也是稳定的，因为 q轴电流控制器与 d 轴电流控制器具有相同的结构。因此，可以发现，该功率控制器对电 动机电流的影响收敛到零。 如图 6b中

21、所示，由于所提出的功率控制器 直接进行补偿，通过前馈环路的输出功率误差，控制环路增益为 1， 其中过调制效应和离散的采样效果忽略不计。 换句话说， 所有的电网 电流谐波，包括一个通过线路滤波器和直流母线电容器的 LC谐振的可 以正确地通过所提出的功率控制调节。 然而，电网电流控制环路增益 渐近示为第一低通滤波器，当所述采样效应的影响被考虑。 17和18 显示了功率控制器考虑采样效应的控制环路增益。其中 Td是由于采样效应的延迟时间。 可以发现， 该电网电感 Lg应设计成使谐振频 率比所述功率控制器的截止频率和所提出的控制器， 能够抑制栅极电 流的谐振元件低。在本文中，设计 Lg包括线路电感为

22、300 H。谐振频 率与300HLg是大约4千赫兹，这比半开关频率的降低。五，实验结果 试验以验证所提出的电网输入电流整形方法的性能。图 7展示实 验硬件构成。实验电机功率 1kW。该控制器与 TI 数字信号处理器实现 （DSP）TMS320C2834。6功率计 VOLTECH PM60用00于测量电网的电流 谐波，并与调节比较。实验硬件的参数列于表 I.图8显示传统的级联速度电流控制器的栅极输入电流整形性能 示，负载电机被控制为额定转速并测试电动机的平均转矩进行控制， 以额定转矩。 从顶部到底部的每个波形示出了电网的输入电流， 直流 母线电压时， q轴电流，以及电机的 d轴电流。由于 DC母

23、线电压波动， 如120Hz的频率，不能很好的控制电机电流。此外，栅极输入电流具 有谐波超过限制，因为逆变器的输出功率不考虑。从图9和10，可以被发现其中所提出的参照生成被添加到现有的 控制器中的系统的性能。图 9（ a）示出的电机电流和参考（），而常 数产生在 dq电流基准，并且图之间的误差。图 9（b）示出了与所提出 的电流基准的误差。 这些数据表明在设定模式下电动机电流控制误差 减小，尤其是在低的母线电压下。然而，如图 10示，电网电流的谐波 仍然超过极限，这是由于在电流基准计算电流调节器和近似的低带 宽。它清楚地示出了电网的输入电流整形方法由电机电流操纵的限 制。其次 ，整个设计的控制器

24、的性能进行验证。图 11（a）表示在以 往的过调制的波形。图 11（b）示出的结果中所提出的过调制。可以 看出，该电网电流谐波显著降低。并提出过调制的方法，所述电网输 入电流可即使直流母线电压是低的。图 12（a）和（ b）示出在电网中 的输入电流谐波的测量振幅与调节相比较。 可以发现， 所提出的方法 的谐波是远低于限制。电网输入电流的总谐波失真（ THD）是2.52 ， 而电网的功率因数（ PF）是99以上。图 13示出与所提出的控制方法 中的输出电压波形。输出电压条件（ 9）被发现是满意的方法的有效 性。所提出的电动机驱动器的动态负载性能被附加的实验验证。 在零 至额定步骤扭矩和额定到零的扭矩是由其中测试电动机的速度是由 所提出的电动机驱动控制的负载电动机施加。图 14（a）和（b）示出 了所提出的电机驱动的步骤负载性能。