基于UC2844的单端反激电源原理及波形

1、单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b ）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d ）为Q1的Vce电压工作原理如下：当 Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容（Co、C1）给负载供电。T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次 级侧电流在下一周期 Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（ DCM,波形如上图（b）（ c）（d）,反 之则处于连续模式（ CCM）电流模式控制芯片 UC2844/3844内部框图如下工作时

2、序图如下UC3844JIC3845中文资料.pdl开关电源启动时输出时序不正确的案例： 电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含 VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含 +5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF,充电电阻是30k Q,但由于开关电源 2中D26的存在，使得开关电源 2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。CH1:VDD5电压 CH2:+5V 电压 CH3:U31 pin6CH

3、4: U31 Pin7光耦的负压会让运放 U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1 电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时 GENERATRI信号的电压为-470mV,这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于），在环境温度超过 73 C时，-470mV的电压会导致比较器 U5输出异常。高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源 UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在，原因：（1） +15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限， 因而U17次级侧阻

4、抗无穷大 （开路）（2） 2844的Pin2 （内部误差放大器“-”端） 接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路 Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pi n1CH2:UC2844 Pi n3CH3:MOS1 动CH4 +15V当Pin1电压为时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于时（2个二极管压降为*2 ）,电流取样比较器“-”端电压会

5、被稳压二极管钳位到1V。当Pin1电压小于时，电流取样比较器“-”端电压=（Vcom ） /3。CH1:UC2844 Pi n1CH2:UC2844 Pi n3CH3:MOS!动CH4 +15VCH1:电流检测电阻上的电压CH2:UC2844 Pi n3CH3:MOS!动0开始启动时的第二个脉冲启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从 上升，驱动持续时间比较长（10uS左右）观察第二个驱动脉冲波形，电流检测电阻上的电压不是从0开始上升，也就是说开关管的电流不是从0开始，所以此时电路工作在CCM（电流连续模式），这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电）。从下图的电路中可以看到，

6、开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加 RC滤波的原b因：（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当MOSFE每次开通时，输入电压会给此电容充电,充电电流会流过开通的MOSFET导致MOSFETI流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致 MOSFET关断，因此需要将此尖峰滤除。输入电压越大，匝 间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFETI流采样电阻上的波形，SIZE-D驱动板）120V输

7、入电压，最大尖峰 411mV300V 输入电压，最大尖峰 730mV（2）在CCM（电流连续模式）状态下，初级侧MOSFE开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFETfe流上形成一个尖峰，如下图所示（ 电动汽车24V输入驱动板），此尖峰会超过 UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET关断，因此同样需要将此尖峰滤除。在DCM（电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFE开通时没有电流尖峰。DCM,电流采样电阻的波形无尖峰CH1:电流采样电阻上的电压CH2 UC2844 Pin3CCM电流采样电阻上的尖峰关于二极管反向恢复的详细讲解

8、请参考电流 尖峰二极管的反向恢复.docx增加RC滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFE、整流二极管损坏。经验案例参考：（2） Pin1电压下降主反馈（+15V）电压达到时，UC2844Pin1电压开始从往下降，此时光耦U17 Pin1为，Pin2为，光耦U17的发光二级管导通（管压降），Vce电压下降（即 UC2844 Pin1电压下降）注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为，这样才能保证TL

9、431开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明CH1: UC2844 Pin1CH2:U17 Pin1 CH3:U17 Pin2 CH4:+15V随着UC2844的Pin1电压降低到低于，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V,而是随着Pin1电压下降而下降。这样 Pin3的电压峰值也逐渐低于IV。CH1:UC2844 Pi n1CH2:UC2844 Pi n3CH3:M0S驱动CH4 +15V(3)稳态时的波形CH1:UC2844 Pi n1CH2:UC2844 Pi n3CH3:M0S驱动CH4 +15V稳

10、定工作时Pin1为，根据芯片资料，UC2844内部电流比较器的门限电压（“-”端电压）为（）/3=120mV。从这个图看，Pin3电压达到170mV时驱动关断，与计算的120mV有些偏差。注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值0）Pin3电压已经低Pin8 ,从后文可以看出这样做是这里怖3二、新制动单元开关电源电路图（ Ver:与SIZE-能的驱动板不同，新制动单元 UC2844的Pin1没有通过电阻接到 不太合适的1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升，最低到11V左右，由于UC2844欠压锁定的门限最

11、大 值为11V，因此这里有可能导致开关电源打嗝。而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。新制动单兀波形CH1： UC2844 Pin7 (Vcc)CH3: UC2844 Pin6SIZE-D波形CH1 : UC2844 Pin7 ( Vcc)通过上面的波形引申出两个问题（1）启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升？启动时，除了给 UC2844供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V）,因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即UC2844电源电压Vcc），整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC

12、2844电源Vcc会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给 UC2844供电并给滤波电容补充能量，Vcc电压升高。下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即UC2844电源Vcc电压）（2）为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多？对比新制动单元和 SIZE-D电路主要有三点不同 新制动单元 UC2844的Vcc滤波电容为 47uF, SIZE-D则为220uF。这样在 UC2844启动之前，SIZE-D 的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。 新制动单元驱动电阻为10Q, SIZE-D为100Q，两者 MOSf型号不同

13、，但其输入电容Ciss相同，因此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。 变压器有一路绕组给 Vcc供电，新制动单元 Vcc限流电阻为10Q, SIZE-D为36Q,新制动单元Vcc 供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。综上，针对（1）、（ 2）做对比试验（1）针对Vcc滤波电容试验的波形如下新制动单兀，滤波电容加大为100uF,启动时Vcc最低为。SIZE-D滤波电容减小为 47uF,启动时Vcc最低为，仍高于 47uF滤波电容值的新制动单元。（2）更改新制动单元 MOS区动电阻为100Q，启动时Vcc最低仍为11V,表明此电

14、阻对 Vcc电压无影响。 原因：MOS1极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小2、UC2844 Pin1 （电压反馈）波形稳定工作时的波形（高分辨率模式）CH1: UC2844 Pin1 CH2 UC2844 Pin3 CH3 MO$区动从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V,即反馈光耦 U10 （CTR为200400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFE驱动完全关闭。从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流Ic完全

15、靠UC2844Pin1提供，但是UC2844Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级I c很小，当主反馈电压偏高时，光耦I f增大，使得初、次级满足If*CTRIc,光耦饱和导通。UC2844内部误差放大器特性尝试在UC2844的Pin1、Pin8之间接电阻，当 Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此 电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是UC2844电源Vcc）（1）加电阻2kQ，稳态时波形如下，

16、UC2844 Pin1电压在左右CH1: UC2844 Pin1 CH2 MOS!动(2)加电阻 Q,稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV Pin1电压2V左右CH1： UC2844 Pi n7 (Vcc)CH2 MOS!动CH3 UC2844 Pin1(3) 未加电阻时波形如下，UC2844电源Vcc纹波高达530mVCH1 : UC2844 Pi n7 (Vcc)CH2 MOS!动CH3 UC2844 Pin1三、电动汽车低压驱动板开关电源低压驱动板上有 2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。1、开关电源1启动波形（1）第一个驱动，持续时间长，

17、电流检测电阻上的电压已经达到。由于输入电压只有 24V,变压器匝间电容几乎不会引起 MOSFE开通时的电流尖峰CH1:电流检测电阻电压CH2 Isense 电压2、稳态时的波形（DCM由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当 MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在 DCM犬态，电流较小，因此MO咲断时尖峰电压较低，如下图为 49VCH1: MOST电压 Vds CH2次级侧+17U整流二极管电压DCM犬态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET勺输出电容Coss（D、S之间电容

18、）谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低（f=1/（2 n * V LC）,引起谐振的过程如下：（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOSf上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。（2 ）当能量传递完成的时候，畐U边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入 电源，一个变压器绕组， 一个MOSf输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等， 所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOST输出电容上的电压（输入电压 Vin与反射电压Vr之和）比输入电压高，MOST输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOST DS电

19、压开始降低，由于 RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管CH1: MOSt电压CH3 +17U整流二极管电压3、CCIM犬态电源启动时，电路处于 CCM犬态，负载电流较大，线左边为整流二极咲断管关断期间副边二极管一直在导通，原边结束，初级侧发生谐振斤时尖峰电压较高，如下图为 玉与反射电压之和，因此63V。MOSMOSf关断后不会出现DCM寸的谐振CH1: MOSI级侧+17U整流二极管电压Vin+VMOSFE，因此电路中由于MOSFET断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿都会加RCD吸收

20、，如下图中红色选中器件D30 C71及与C71并联的4个电阻。开关电源1 MOS管RCD吸收电路从下图波形可以看出，当 MOSI通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间，Vds电压上升到电源电 压与反射电压之和（即 Vin+Vr ），此时D30导通，漏感能量经过 D30给电容C71充电。CH1 : D30 电压CH3: MOSf 电压 Vds稳态时（DCM犬态）D30波形左图红框展开波形D30导通电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通CH1: D30电压CH3:电容C71两

21、端电压关于RCD吸收电路的原理与分析计算，请参考附件Flyhock RO） Snubber, pdf4、开关电源2反馈电路（1）TL431等效电路图如下电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（| +5V）升高时，经电阻 R125、R155分压后接到TL431的参考输 入端（误差放大器同向输入端）的电压升高，使得 TL431阴、阳极间电压 Vka降低，进而光耦的二极管电流If变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得 MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2即R1

22、50上的电压，最高 825mV最低680mV二极管导通压降为，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高，最低CH1: +5V CH2 U22 Pin1CH3: U22 Pi n2 （ Vka）MATH CH1-CH2（R150压降）CH1: +5V CH2 U22 Pin1CH3: U22 Pin2 （ Vka）CH4: MOS 区动（2）电源启动时反馈电路波形Vka有一个电压下降的点,此时主反馈电压还未达到5V，TL431还未开始工作;电阻R150压降218mV则TL431电流Ika为，光耦U22二极管压降，未导通；之后 I ka开始显著增加主反馈电压达到5V时，TL431开始工作，光耦 U2

23、2初级侧导通，二极管压降为1V,次级侧Vce开始下降，此时 R150压降为470mV贝U TL431电流I ka为1mACH1: +5V CH2 U22 Pin1 CH3: U22 Pin2 （Vka） CH4 U22 Vce MATH CH1-CH2（R150压降）启动时波形Vka有一个电压下降的点，此时电 mVCH1: +5V CH2 U22 Pin1CH3: U22 Pin2 （Vka）CH4: U22 Vce MATH CH1-CH2（R150压降）主反馈电压达到 5V时，光耦U22次级侧Vce开始下降，此时 R150压降为470mVCH1 U22 pin1CH2 U22 pin2(

24、Vka)CH4U22 VceMATH CH1-CH2（光耦U22二极管压降）CH1 U22 pin1CH2 U22 pin2( Vka)CH4U22 VceMATH CH1-CH2(光 耦U22二极管压降）Vka 有一个电压下降的点，此时光耦U22二极管压降光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V对比看开关电源 1 反馈电路启动时的波形如下，可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降，一段时间后上升并再次下降，此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时，光耦初级侧就开始有电流CH1： +17U-电压 CH2 U8 Pin2 （ Vka）CH3 U8 Pin4 （幅值不准）启动时波形从TL431的内部等效图可以看出，当参考输入端电压低于时，Ika可以认为是零，而+17U-电压为10V时，TL431参考端电压远低于，那么流过光耦初级侧的电流从哪里来？唯一的路径就是经过R55、C85,再到R57。验证过程如下