用三相条高频PWM整流器的仿真研究设计

1、pfc用三相高频pwm整流器的仿真研究pfc with high-frequency three-phase pwm rectifier simulation study毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得 及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。作 者 签 名： 日 期： 指导教师签名： 日期： 使

2、用授权说明本人完全了解 大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。作者签名： 日 期： 学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声

3、明的法律后果由本人承担。作者签名： 日期： 年 月 日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权 大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。涉密论文按学校规定处理。作者签名：日期： 年 月 日导师签名： 日期： 年 月 日注 意 事 项1.设计（论文）的内容包括：1）封面（按教务处制定的标准封面格式制作）2）原创性声明3）中文摘要（300字左右）、关键词4）外文摘要、关键词 5）目次页（附件不统一

4、编入）6）论文主体部分：引言（或绪论）、正文、结论7）参考文献8）致谢9）附录（对论文支持必要时）2.论文字数要求：理工类设计（论文）正文字数不少于1万字（不包括图纸、程序清单等），文科类论文正文字数不少于1.2万字。3.附件包括：任务书、开题报告、外文译文、译文原文（复印件）。4.文字、图表要求：1）文字通顺，语言流畅，书写字迹工整，打印字体及大小符合要求，无错别字，不准请他人代写2）工程设计类题目的图纸，要求部分用尺规绘制，部分用计算机绘制，所有图纸应符合国家技术标准规范。图表整洁，布局合理，文字注释必须使用工程字书写，不准用徒手画3）毕业论文须用a4单面打印，论文50页以上的双面打印4）

5、图表应绘制于无格子的页面上5）软件工程类课题应有程序清单，并提供电子文档5.装订顺序1）设计（论文）2）附件：按照任务书、开题报告、外文译文、译文原文（复印件）次序装订3）其它摘 要 由于谐波电流可能会引发器件的误动作，干扰相邻的电子电气设备，导致变压器和电机等相关设备出现过热现象；同时也增大了能量的损耗。考虑到以上的问题，本文主要用三相高频pwm整流器进行仿真，其目的是为了提高功率因素。首先，分析了谐波电流的危害、以及低功率因素的原因，表明提高功率因素的意义以及如何实现pfc；其次，对电路结构及其控制原理的向量分析、控制方案的实现和功率因素校正器的设计，这其中包括了前馈电压环节(fcn(qk

6、)的设计、电压反馈环节(fcn(bk)的设计和电流环（fcn(i)）的设计；最后，用仿真软件matalab7.0 进行原理仿真。采用上述控制策略，完全可以做到使输入电流与箱入电压同相。提出了一种三相降压式电容输入多谐振功率因数校正(pfc)电路，并且分析了多谐振pfc的工作原理，采用单相时变简化分析模型，推导了电路元件电压、电流约束关系，绘制了实用的pfc设计曲线。仿真及样机实验结果表明：本文提出的设计方法正确，软开关技术有效；克服了准谐振pfc存在的开关电流峰值大、直流输出纹波大的不足，较好地解决了pfc实用技术存在的问题。关键词：谐波电流 功率因素 整流器 matalab23abstrac

7、tdue to harmonic currents may trigger device malfunction, interference between adjacent electrical and electronic equipment, led to the transformer and motor and other related equipment overheating; but also increases the energy loss.considering the above problems, this paper uses the three-phase hi

8、gh frequency pwm rectifier simulation, its purpose is to improve the power factor.first of all, analysis of the harmonic current and low power factor, the harm that causes, improve the power factor and the significance of how to realize pfc; secondly, the circuit structure and control principle of v

9、ector analysis, control scheme and the realization of power factor corrector design, including the feedforward voltage link (fcn (qk). design, voltage feedback (fcn (bk) and the design of current loop (fcn (i) design; finally, using simulation software matalab7.0 principle simulation.by adopting the

10、 control strategy, can make the input current and voltage phase into the box.put forward a kind of three-phase step-down capacitor input multiple resonant power factor correction (pfc) circuit, and an analysis of multiple resonance principle of pfc, single variable model analysis, deduced the circui

11、t element voltage, current constraint relations, rendering the utility of pfc design curve.simulation and experimental results show that: the method presented in this paper is correct, the soft switch technology effectively; overcome the resonant pfc presence switch peak current, dc output ripple is

12、 insufficient, can solve the practical problems of the technology of pfc.key words：harmonic current power factor rectifier matalab目 录摘 要iabstractii绪 论11 功率因数在电源变换系统中的意义21.1 功率因数在电源变换系统中的意义21.1.1 伺服电源系统之典型结构框图21.1.2 低功率因数的几种原因21.1.3 功率因数pf的完全定义31.2 提高功率因数的意义31.2.1 谐波电流的危害31.2.2 实际成本的加大31.2.3 能量损耗增大31

13、.3 改善功率因数41.3.1 功率因数校正的目标41.3.2 pfc的实现41.3.3 有源pfc之功能框图41.3.4 选择合适的pfc拓扑电路42 电路结构及其控制原理的相量分析52.1 主电路结构52.1.1 高频整流器主电路结构52.1.2 主电路原理等效电路62.1.3 主电路向量分析83 控制方案的实现83.1 控制系统的框图主电路结构83.1.1 控制系统框图结构83.2 pfc升压转换器的结构103.2.1 电流型pfc电路的工作过程103.2.2 电流型pfc电路的波形分析104 功率因数校正器的设计124.1 pfc(功率因数校正器) 的matlab设计124.1.1 p

14、fc控制原理124.1.2 pfc的matlab设计举例124.2 前馈电压环节(fcn(qk)的设计134.2.1 前馈电压环节(fcn(qk)的原理分析134.2.2 前馈电压环节(fcn(qk)的参数分析134.3 电压反馈环节(fcn(bk)的设计144.3.1 电压反馈环节(fcn(bk)环节的原理分析144.3.2 电压反馈环节(fcn(bk)环节的参数分析144.4 电流环（fcn(i)）的设计154.4.1 电流环（fcn(i)）环节的原理分析154.4.2 电流环（fcn(i)）环节的参数155 pfc的simulink仿真电路及波形165.1 simulink仿真电路165

15、.1.1 前馈电压环节(fcn(qk)的方框图165.1.2 simulink仿真电路建模165.2 pfc(功率因数校正器)的仿真设计175.2.1 simulink仿真电路设计指标175.2.2 simulink仿真pfc电路框图185.2.3 simulink仿真升压电路框图185.2.4 simulink仿真补偿电路框图195.2.5 simulink仿真结果19结 论20致 谢21参考文献22绪 论由近年来，随着电子技术的发展，各种办公自动化设备，家用电器，计算机被大量使用。这些设备的内部都需要一个将市电转化为直流的电源部分。在这个转换过程中，由于一些非线形元件的存在，导致输入电流电

16、压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波。而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率因数，而且对公共电力系统产生污染，造成严重的电路故障。正因为如此许多国家制定了相应的技术标准，用以限制谐波电流的含量。例如iec 555-2iec 61000-3-2en 60555-2gb/t 4549-1993等标准，规定了允许用电电气设备产生的最大谐波电流。由此可见，由此可见消除谐波电流和提高功率因数有非常重要的意义。另外，功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术及控制理论的不断进步，带来了电力电子技术在器件应用上和能量变换应用上的日趋成熟，从而也引发了电源系统的历史性革命，使得高频开关电源

17、取代传统线形电源成为不可逆转的趋势，尤其是大型通讯基站、发电厂、变电所等应用场合，对大容量的直流电源系统的功率密度和系统的可靠性也提出了越来越高的要求。我国通信业的迅速发展极大地推动了通信电源的发展，开关电源在通信系统中处于核心地位，并已成为现代通信供电系统的主流。传统的可控硅相控稳压电源不仅体积庞大，重量笨重，而且输出纹波大，动态响应差，效率低，已不能满足通信高频开关电源以其效率高，体积小，重量轻等优点已逐渐取代可控硅相控稳压电源。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。分析可知，输入电流波形发

18、生了严重的畸变，含有大量的谐波，虽然三相不可控整流电路的相移因子cos1近似为1，但畸变因子很低，使得总的功率因数pf=cos1很低，一般为0.60.7。而晶闸管相控整流电路的相移因子cos1比不可控整流时低，输入电流畸变程度更大，功率因数pf值比不可控整流电路更低。因此，整流电路尤其是三相整流电路的功率因数的提高对治理电网的谐波提高供电电能质量具有重要的意义。1 功率因数在电源变换系统中的意义1.1 功率因数在电源变换系统中的意义1.1.1 伺服电源系统之典型结构框图图1 伺服电源系统的典型结构框图伺服电源系统主要由整流器，pfc变换器，dc-dc转换器，输出系统，数字控制器和光学耦合器等器

19、件组成，其中，在众多的ac/dc转换器中，近年来出现的高频整流器与传统的不可控整流与相控整流相比，具有功率因数高，输出电压波纹小，电能可以双向流动，动态响应好等优点，而成为研究的热点。1.1.2 低功率因数的几种原因情形一有相移的正弦电流情形二无相移的非正弦电流情形三有相移的非正弦电流图2 低功率因数波形图如图2所示，产生的电流分别为：有相移的正弦电流，无相移的非正弦电流，有相移的非正弦电流。1.1.3 功率因数pf的完全定义pf表示为有功功率pa与视在功率ps之比：pf = pa / ps。（1） 有功功率pa：实际消耗电能。（2） 无功功率pr：未作功电能。（3） 视在功率ps：有功功率p

20、a与无功功率pr的矢量和。即可知，pf = pa / ps= pa / (pr+ pa)。1.2 提高功率因数的意义1.2.1 谐波电流的危害谐波电流可能会引发器件的误动作，干扰相邻的电子电气设备，导致变压器和电机等相关设备出现过热现象。1.2.2 实际成本的加大（1） 虽然，电力公司只依据有功功率收费，但是低功率因数往往会导致用户费用增大发电厂、电力传输和电力分配设备的容量更大。（2） 电力传输，分配的损耗加大。（3） 过热，谐波电流冲击导致设备寿命缩短（4） 用户端的设备，器件容量更大1.2.3 能量损耗增大（1） 几乎所有元器件皆消耗能量更大的等效电流与峰值电流（2） 不做功器件也消耗能

21、量无功能量返送至电网（3） 电力传输与电力分配1.3 改善功率因数1.3.1 功率因数校正的目标合格的功率因数校正器具备以下特征：（1） 能调节输入电流，并使相位和波形与输入电压保持一致，即：减小电流各谐波分量，改善thd，减小无功功率的往返，降低器件额定电流的标准（2） 可调节输出电压（3） 符合相关标准，法规（4） 降低运行成本（5） 系统损耗低（6） 视在功率的利用率高1.3.2 pfc的实现（1）无源pfc：主要由无源元件组成，分为电感续流型，电容倍压型。（2）有源pfc：分为模拟有源pfc，数字有源pfc由于，无源pfc存在适用于功率应用，通用性不高，体积大，重量大， pf改善性能有

22、限等缺点，本次设计，选择有源pfc电路结构来实现。1.3.3 有源pfc之功能框图全桥整流pf调节方式负载pfc控制器vac lac pwm vdc交流输入图3 有源pfc结构图pfc所用关键元件有：功率开关管，电容，电感，二极管。1.3.4 选择合适的pfc拓扑电路三相单开关型有源pfc电路是在二极管整流电路后接六种基本电力电子变换电路中的任一种（如boost、buck电路等）而构成，由于升压型boost电路具有独特的优点，采用升压型pfc电路是一种总的趋势，也是研究的重点，其它的电路应用较少。单开关型电路只采用一个有源开关管，在电感电流连续模式（ccm）下要通过对一个开关的控制使三相电流均

23、为正弦波且和电压同相位是很困难的，因此该电路只能在dcm模式下才能实现pfc。已知三相boost型pfc主电路拓扑，工作原理是通过有源开关s的通断，对每相的激磁电感l以及电容c进行充放电，控制输入电流。对开关s进行pwm控制，即可使每一相的输入电流波形近似为正弦波。由于输入电流变化的斜率正比于对应时刻的输入电压，因此输入电流自动跟踪输入电压，控制上采用开环即可实现pfc。三种拓扑结构的比较如下表所示：表1 pfc电路拓扑结构比较电路类型输出电压属性有无失真电感电流属性降压型正极性有不连续型升压型正极性无连续型混合型负极性有不连续型 2 电路结构及其控制原理的相量分析2.1 主电路结构高频整流器

24、的基本工作原理是:通过控制整流桥臂上各开关管的导通与关断，使电路的输入电流近似为正弦，并且使其与愉入电压同相位。2.1.1 高频整流器主电路结构高频整流器主电路结构如图4所示。图4 高频整流器主电路 由图4可以看出，其主电路结构与逆变器的主电路结构是相同的。本文仅就整流方面进行分析研究。从整流桥的左侧向右看a，b两端应等效为一交流源uab。2.1.2 主电路原理等效电路高频整流器主电路结构的等效原理图如图5所示。图5 等效原理图高频整流器主电路结构的等效原理向量图如图6所示。图6 相量关系图根据图5中所示的各相量之间的关系可以得出，能够满足该直角三角关系即为整流器稳态运行时功率因数为1的必要条

25、件，设整流桥直流翰出电压为uo，调制信号的调制比为m，则由相量图可得:uabm * cosa = uam (1) uabm = m * uo (2)由式 ( 1) ,(2)得:m * cosa = uam / uo (3)式( 3) 即 为整流桥稳态抽出时功率因数为1的充分必要条件。在此式中，共有四个变量，因此，若想在稳定输出的前提下使功率因数等于1,就必须协调控制m和cosa。为分析方便，首先假设电路中各元器件均为理想器件，输入交流像为理想电源，输入电流与抽入电压同相。设负载为r，直流翰出电压和电流分别为uo，io,则根据输人翰出功率平衡的原则，电路的输人功率pi应该与输出功率po相等，即p

26、i=po。又因为: pi = ui * ilm / 2 (4)po = u o * i o (5)所以， ilm =2 po / usm (6)令k= tga，它与输出电压的平方成正比，而与负载和翰人电压均值的平方分别成反比。图6所示的相量图可用图7表示。图7 m和a关系相量图图中各相量单位为usm.)2.1.3 主电路向量分析由相量图可以看出，当输入电压稳定且负载恒定时.如果输出电压发生波动。k将随之变化，从而导致相量uabm的矢端在直线ac方向上移动。设uabm的矢端已移动到b点，因此，如果将k中的uo强制为规定值.即k取为对应一定输出功率的固定值.相量uabm 的矢端从b点强行拉到c点，

27、从而满足了功率因数等于1时调制信号的相移条件。在此基础上，只要适当调节调制比m就可以使抽出电压达到稳定值。设额定输出时的调制比为me，实际检测电压和电流为uce,ice ,额定输出电压和电流为uce , ice则: uabm = m * uoc = me * uoe (7)从上式可知，当k值固定后，调制比m与实际输出电压uoc成反比。根据前面的分析结果可以看出，在高频整流器的相量三角形中，只要使其两边固定，则第三边也将被迫为定长。因此，如果高颇整流器的输入电压为一定值时，只要使k的值固定，那么在功率因数等于1的前提下。a,b两端的电压就等于固定值，式(1)一式(7)就是实现m和cosa的方程式

28、。为了实现功率因数及波形校正，输入电感li(a,b,c)必须选得足够大，确保在一个开关周期内电感电流保持不变；校正电容ci(a,b,c)必须选得足够小，并保证校正电容工作在电压不连续工作方式下(dvm)，且根据负荷和电源的变化来控制开关频率。在每一开关周期，校正电容电压的充电速度与线电流成正比，尽管电容放电时并不是线性的，但同电感输入pfc比较，电容放电速度比电感去磁速度快、时间短，这使得三相电源电流更依赖电容电压峰值。以a相分析为例，在基本假设条件下，由于开关频率远远高于基波频率，在一个开关周期内，电感电流ia恒定不变。在开关s关断期间，校正电容cia在ia的作用下线性充电，电容cia储能。

29、充电结束时，校正电容cia上电压峰值与电源电压瞬时值成正比。一旦开关s触发导通，校正电容储存的能量转移到谐振电感上。当电容电压放电至零时，由整流二极管续流，电感 lr中的能量转移给负载r。当开关电流is过零时，控制开关s关断，校正电容cia又由电流ia线性充电，直到开关s再次导通为止。整流器稳态运行时，校正电容cia上的电压波形是高频脉动的，但其包络线是正弦的(图2)。在任意半个基波周期内，校正电容cia上的电压的平均值与a相电压的平均值相等，且其峰值与线路电流成正比。若开关频率远远高于电源频率、三相电源电压为正弦，则校正器从电源吸取的电流i(a,b,c)也是正弦的，且与相电压的幅值成比例。这

30、样，电源电压与电流是同相正弦的。在整个过程中，整流器不向系统“回送” 功率，整流器不需要系统提供无功。因此，在不需另加有源或无源滤波装置，在获得较高的变换效率的同时，校正器自然地从电源吸取同相正弦电流。在基本假设条件下，近似认为在一个开关周期内电源电压和电流i(a,b,c)保持不变，并用等效电流源来代替。由对称性原理知，对交流电源电压为va0,vbvc0,vbvc0的90,120区间的分析，可扩展到整个基波周期。高功率因数整流器稳态工作时一个开关周期的理想波形，对其工作过程描述如下：工作方式1(t0tt1)续流二极管v导通，其余二极管全部截止，开关s处于关断状态。校正电容ci(a,b,c)在电

31、源电流的作用下，分别与各相电流幅值成比例充电，电容电压线性上升；槽路电感lr通过续流回路给负荷供电。在控制信号的作用下，开关s触发导通，工作方式1结束。此时加在二极管v1,2上的电压vac为正，迫使二极管v1,2正向导通。工作方式2(t1tt2)二极管v1,2、v及开关s导通。由于vcb为负，v6不导通，b相电流继续给电容cib充电，电容cib上的电压继续增加；电容ci(a,c)与电感lr构成谐振槽路(一)并产生谐振，直到电感lr中的电流反向，续流二极管v截止，进入工作方式3。由于s处于谐振槽路中，其中的电流按谐振电流规律变化，但其方向不同于电感电流ilr。工作方式3(t2tt3)二极管v1,

32、2及开关s继续导通，其余二极管截止。电容cib上的电压仍在增加，电容ci(a,c)上储存的能量通过谐振槽路逐渐转移到电感lr上，ilr按正弦规律上升，电容ci(a,c)上的电压则逐渐降低。当电容cib和cic上的电压相等时，工作方式3结束。随后，电压vbc为正，二极管v6正向导通。工作方式4(t3tt4)二极管v1，2，6及开关s导通，其余二极管截止。校正电容ci(a,b,c)，并联电容cv，以及电感lr构成谐振槽路(二)，电容ci(a,b,c)通过谐振槽路继续放电，当电容ci(a,b,c)放电至零时，工作方式4结束。工作方式5(t4tt5)续流二极管v截止，其余二极管及开关均导通。并联电容c

33、v与电感lr构成谐振槽路(三)，电感lr先增磁，后去磁，直到电感lr电流等于负载直流电流为止。此时，二极管v1v6承受反向偏置电压，由于加在开关上的电压线性上升，整流二极管实现零电压开通；流过开关s的电流为零，使开关实现零电流关断(zcs)成为可能。工作方式6(t5tt6)所有的二极管都截止。整流二极管承受反向偏置电压，全部的负载电流由并联电容cv供给。控制电路检测到流过开关s的电流为零，触发关断s，实现零电流开关(zcs)。实际上，工作方式6是包括在工作方式1中的，当电容cv上的电压线性放电至零后，二极管v因承受正向电压而导通。从上述分析可知，因电容ci(a,b,c)、cv与电感lr构成多个

34、谐振槽路共同作用，使得整流二极管具有零电压开通性质，开关s具有零电流切换性质。由于多谐振槽路使谐振电感电流ilr更接近正弦波，使开关电流波形峰值比准谐振pfc有所降低，从而减小了导通损耗。3.2.1 电流型pfc电路的工作过程图5 电流型pfc工作框图根据设计要求，对于给定的输入峰值电压、直流输出电压和负载电流，求出多谐振pfc的稳态运行点、主电路各元件参数，从而提出相应的设计方案。根据简化模型的推导结果，可以计算开关元件承受断态最高阻断电压、通态流过的最大电流、平均值电流和有效值电流，为电路元件的选择提供依据。利用计算机辅助分析可知，当输入输出电压转换比kv保持不变时，开关s承受的电压应力在

35、整个负载范围内几乎保持不变；而且，当整流器轻载时，电压转换比kv越大，开关s的电流峰值将有所减小。3.2.2 电流型pfc电路的波形分析（1） 情形1：当占空比 = 50% 图6 波形1（2） 情形2：当占空比 50%图7 波形2多谐振pfc电路工作方式复杂，直接求解电路参数间的关系比较困难。作者在三相电路分析的基础上，采用时变的简化分析模型，将三相电路简化成单相模型来分析。当t=90时，a相电压达到正峰值va，而b、c相电压相等且皆为负(vb=vc=va/2)。此时电路元件承受的电压、电流应力最大，电容cia、cib上的充放电速度完全相同，相当于并联。输入侧的谐振槽路电容ci(a,b,c)可

36、用电容ce来等效，且ce等效于cia、cib并联后再与cia串联。由于有大的滤波电感lf存在，输出滤波环节和负载可等效成一电流源io。 当t=90时，电容cib、cic上的电压相等。运用简化模型对工作方式1、2、46进行了详细的数学描述，根据上述对简化模型的分析，利用计算机辅助分析，求出电路的稳态解，可对电路参数元件提供依据。令ce=3/2cr，其中cr=ci(a,b,c)=cv，ii=ia,vi=3/2va,其中ia、va分别为a相电流、电压的峰值，vi相当于一个开关周期内电容ce电压的平均值。综上所述的波形可以得出电流型pfc电路的优点是：（1）降低蓄能电容器的充放电电流降低蓄能电容器的容

37、量（2）交流侧输入电流更平滑得益于电感电流波动的相互抵消（3）电感电感量小（4）尺寸小4 功率因数校正器的设计4.1 pfc(功率因数校正器) 的matlab设计4.1.1 pfc控制原理传统的功率因数校正器，主电路一般采用b00st升压电路，控制策略采用平均电流法控制。其基本控制思想为：检测电路平均电流，使之跟随网压，与网压同波形、同相位从而实现输入端功率因数近似为1。如图9，fc n(qk)为网压衰减环节，取得网压信号作为电流的标准参考量的一部分；f c n(bk)为反馈电压校正环节，以保持输出电压的稳定；f cn(i)为电流校正环节，实现对电流的正弦化校正。图9 pfc控制原理框图三相硬

38、开关pfc有良好的功率因数及波形校正的效果，但是换流器存在开关应力大和开关损耗大等严重缺点，因而限制了pfc性能的提高及实用效果。文献3提出了电感输入升压式多谐振零电流开关的pfc电路，在等功率条件下，其开关元件的电流应力要比采用pwm控制方式小，使之更适合使用igbt功率开关。但为了保证校正电感工作在电流不连续方式(dcm)，需要加装特殊的emi滤波器。又由于升压式pfc的输出电压比输入电压高得多，使pfc电路的使用范围受限。因此，提出了电容输入降压式准谐振零电流切换的pfc电路，实现了零电流开关，觖决了开关应力大的问题。但在这种校正电路中，开关电流峰值比pwm方式pfc大得多，结果对同样的

39、负载，开关元件的导通损耗大，实际用时开关元件必须选大电流元件。4.1.2 pfc的matlab设计举例这里，以设计一个3kw的有源功率因数校正器为例进行叙述。假设输入电压为2 2 0 v ac，输出电压为4 0 0 v dc输出电容为9 4 0 u f，储能电感为1 m h。基于此，对 p f c控制部分进行ma t l a b仿真设计。对p fc控制电路的设即是合理地整定fcn(qk)、fcn(bk)及fc n(i)三个环节的参数，以使电路获得良好的稳态和动态响应性能。网压和输出电压分别经前馈环节fcn(qk)和反馈环节fcn(bk)进入乘法器相乘后作为电流环的基准量。这样为了确保回路电流的

40、正弦波形，乘法器的输出必须为标准的正弦波形，所以fcn(qk)、fcn(bk)要尽可能的衰减可能引起电流波形失真的各种谐波及相移因数。乘法器输出幅决定着平均电流的大小，为了实现宽范围输入电压下稳恒的输出电压，必须使乘法器的输出幅值与网压成反比。4.2 前馈电压环节(fcn(qk)的设计4.2.1 前馈电压环节(fcn(qk)的原理分析pfc电路在宽范围输入电压下，输出电压是稳定的，由pfc控制理论知，网压经fcn(qk)后的量必须与网压成反比。同时，需要最大程度的衰减二次谐波对输入电流失真的影响。对此，可以设计一个截止频率很低的单极点滤波器来获得平均输入电压，但是系统对输入电压的响应速度也有较

41、高的要求。这里选择二阶滤波器作为平衡折衷的一个选择,并且，二阶滤波器逐将导致二次谐波相移1 80度，从而使产生的三次谐波电流与输入电流的相移量变得与电压相同。4.2.2 前馈电压环节(fcn(qk)的参数分析基于前馈电压环节(fcn(qk)的工作原理，对该滤波环节作了试凑设计。对前馈环节的滤波环节设计，主要是确定两个极点的位置。运用matlab自控设计工具箱，可方便地调整极点位置以获得良好的衰减性能和快速响应。见图10，二次谐波几乎无法通过，并且系统也有良好的响应性能。经多次试凑实验，最后设定两个开环极点为：p1 = -23.4 , p2 = -10.1 （8）由傅立叶分解知前馈环节进入到乘法

42、器是一个与阚压成反比的正弦量。图10 滤波器对二次谐波弱衰减电流环波特图曲线图4.3 电压反馈环节(fcn(bk)的设计4.3.1 电压反馈环节(fcn(bk)环节的原理分析功率输出级的基本低频模型是一个驱动电容器的电流源，形成一个积分器，它的增益特性是随频率每增加1 0倍而滚降20db。由于电压环的带宽与开关频率相比比较窄，所以电压环设计主要考虑输入畸变为最小，而不是稳定性。电压环框图可由图11得出。图11 电压环框图4.3.2 电压反馈环节(fcn(bk)环节的参数分析首先，电压环的带宽必须足够窄，以衰减输出电容上的二次谐波，保证输入电流的调制比较小。其次，电压环必须有足够的稠移，使调制出

43、来的信号能与输入电压保持同相，获得较高的功率因数。图11 输出电压二次谐波示意图假设pfc要求3的thd，由pfc设计原理知，07 5的thd分配给电压环，所以电压环输出纹波电压应限制在15。基于此，确定二次谐波频率处电压环的增益，其设计原理类同于前馈电压环的设计，最终得电压环反馈环节如下：fcn(bk)=20/(0.0726s+1) （9）4.4 电流环（fcn(i)）的设计4.4.1 电流环（fcn(i)）环节的原理分析对前馈电压跟反馈电压双环进行补偿后，经乘法器产生了一个理想的参考电流波形。对电流环进行补偿，提供一个接近开关频率的平直增益。其中放大器的中低段的零点提供高增益，是平均电流型

44、控制能够工作。接近开关频率的放大器增益由匹配电感电流的下降率来决定。电流环框图如图12所示。图12 电流环框图在电感放电起始的一段时间里输出电压全部参与电感放电，而单开关电路中输出电压是被分成两部分分别参与不同的电感放电的，这就使电感放电时间缩短，即缩短了电感电流平均值与输入电压瞬时值的非线性阶段，可减小输入电流的thd。在较小的输出电压下就可以获得比较小的thd。 从上面的分析可知：为了减小网侧输入电流的畸变就要提高输出电压值，这就增大了开关管承受的电压，也增加了后面dc/dc变换器的电压耐量，也给boost二极管的选择带来困难。4.4.2 电流环（fcn(i)）环节的参数功率电路电流反馈信

45、号的变化：vn=(vo*rs)/(l*f) （10）其中，rs为主电路检测电阻。在开关频率处(这里，开关频率为40k)放大器的增益：gca=vs/vrs (11)其中vs为电流环输出采用pid调节器对电滚环进行补偿如下：fcn(i)=（10s+27）/s （10）由上所述，matlab的自控工具箱的可视化界面，可以方便的调整零、极点位置，并能直观地观察出备环节的稳态及暂态响应性能，便于实时调节设计。matlab为快速高效的设计满足需要的pfc提供了极大的便利。5 pfc的simulink仿真电路及波形5.1 simulink仿真电路5.1.1 前馈电压环节(fcn(qk)的方框图由前面的计算，

46、前馈电压环节(fcn(qk)的方框图如图13所示。图13 前馈电压环节(fcn(qk)的方框图5.1.2 simulink仿真电路建模simulink仿真电路由三角波发生器由时钟，采样保持器，合成器及fcn4构成，最后可以产生频率为40k，幅值为2.5的三角波。反馈电压环节由常数电压，加法器add2,传递函数fcn2构成。电流环节由传递函数构成，形成一个pi解调器。两个饱和器saturation1和saturation2的加入，限制了电压与电流环节输出值的大小。输入交流电压波形检测部分由正弦波发生器sinewave1,求绝对值器abs1,及通用表达式fcn1组成，模拟取得的电网电压。构建完仿真

47、电路后，选择合适的算法进行仿真，其中，解算选项为：变补偿，最大补偿le-6图14 算法框图5.2 pfc(功率因数校正器)的仿真设计5.2.1 simulink仿真电路设计指标表2 功率因数校正器的设计指标参数符号目标输出功率p350w交流输入电压vacmin , vacmax85v-264v交流输入频率fmin , fmax45hz66hz输出电压vdc400v效率n95%(额定状况)功率因数pf0.99（额定状况）5.2.2 simulink仿真pfc电路框图图15 pfc系统模型5.2.3 simulink仿真升压电路框图图16 升压电路模型5.2.4 simulink仿真补偿电路框图图

48、17 补偿器模型5.2.5 simulink仿真结果图18 simulink仿真结果本次试验用仿真软件matalab7.0 进行原理仿真所得的结果如图18，另外如图19所示，从上至下依次为输入电压、输入电流、电感两端电压和输出电压的波形。仿真参数为输入电压110v ;电感5mh;输出电压220v;负载20;调制比0.8040，由图可以看出，采用上述控制策略，完全可以做到使输入电流与箱入电压同相。按照上述设计参数，在开环控制下，开关频率为50khz，负载电阻为4.03,占空比为0.55。从仿真结果(图18)可以看出，整流器从电源吸取的电流几近纯正弦，且与电源电压同相位。分析结果以及电压、电流的相

49、移关系，求得多谐振pfc的功率传输品质因数4：qf=0.993，电流总谐波畸变率thdi 5。开关s实现了零电流切换，减小了开关应力；开关元件不必附加专门的吸收回路，减少了开关损耗，提高了电路的变换效率。采用本文提出的设计方法，研制了500w实验。仿真波形与实验波形有很好的一致性。采用谐波分析仪对电源电压、电流波形进行分析，在实验电源电压波形质量较差(thdv大于5)的情况下，三相电源电流thdi小于5，在谐波限制标准内，相移小于5。计算求得：qf=0.989。从实验结果和理论分析不难看到：电容输入多谐振pfc的校正效果几乎不受电源谐波电压的影响。结 论pfc的控制电路为双环耦合控制电路，参数需要反复调试，