单相功率因数校正的仿真研究

1、学号毕业设计（论文） 题目：单相功率因数校正电路的仿真研究 作 者 王 任 届 别 2009届 系 别 机械与电气工程系 专 业 自动化 指导教师 荣 军 职 称 讲 师 完成时间 2009年5月21日 湖南理工学院毕业设计（论文）- I -摘摘 要要现代开关电源技术所面临的最重要课题之一就是功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)。在各种单相 PFC 电路拓扑结构中，Boost 升压型功率因数校正电路由于具有主电路结构简单，变换效率高，控制策略易实现等优点而得到广泛应用。本文叙述了有源功率因数校正(APFC)的原理和方法，对硬开关和软开

2、关主电路的主要元器件参数进行设计，并在软件环境下搭建了功率因数校正电路 Boost 变换器与 Boost-ZVT 变换器的仿真模型，分别对输入电压与输入电流、开关管驱动波形、输出电压与输出电流进行仿真，并对仿真结果进行分析和比较，指出了它们各自的优点与缺点。关键词：关键词：开关电源；功率因数校正；OrCAD/PSpice 仿真湖南理工学院毕业设计（论文）- II -ABSTRACTOne of the most important issue in modern switching power technology is the Power Factor Correction(PFC). Am

3、ong a variety of single-phase PFC circuit, Boost boost power factor correction has been widely used as a result of the simplicity of the main circuit structure, high conversion efficiency and easy control strategy achievement. This paper considers the principle and method of the Active Power Factor

4、Correction(APFC) and designs the parameters of main circuit components of hard switching and soft switching. Meanwhile, it establishs the PFC Boost converter circuit and the Boost-ZVT converter simulation model by utilizing software. Moreover, it simulates the waveform of input voltage and current t

5、ogether with the drive waveform of the switch tube and the waveform of output voltage and output current respectively. At last, it analyzes the simulation results, then makes a comparison, pointing out their advantages and disadvantages respectively.Key words: Switching Power; PFC; OrCAD/PSpice simu

6、lation湖南理工学院毕业设计（论文）- III -目目 录录摘 要.IABSTRACT.II目 录.III1 绪论.11.1 开关电源概述 .11.2 功率因数校正概述 .11.3 软开关单相升压功率因数校正 .22 有源功率因数校正 APFC 的基本工作原理与应用.32.1 功率因数校正（PFC）的定义及意义 .32.1.1 功率因数校正的定义 .32.1.2 功率因数校正的意义 .32.2 有源功率因数校正技术的研究现状 .52.3 功率因数校正实现方法 .52.4 有源功率因数校正技术的分类 .63 BOOST 变换器功率因数硬开关校正电路的仿真 .73.1 主电路的设计及工作波形图

7、 .73.2 BOOST变换器基本原理.83.3 主电路主要元器件的参数设计 .83.3.1 高功率因数校正硬开关 AC/DC 变换电路技术指标 .83.3.2 升压电感的设计 .93.3.3 输出电容 CO的设计.93.4 主电路的仿真与分析 .104 BOOST 型 ZVT-PWM 功率因数软开关校正电路的仿真 .124.1 主电路的设计及工作波形图 .124.2 BOOST型 ZVT-PWM 变换器工作原理.134.3 BOOST型 ZVT-PWM 变换器运行模式分析.134.4 硬开关技术的缺点 .154.5 BOOST型 ZVT-PWM 变换器的优缺点.184.6 软开关技术的特性

8、.184.7 主电路主要元器件的参数设计 .194.7.1 高功率因数校正软开关 AC/DC 变换电路技术指标 .194.7.2 谐振电感 Lr 的设计 .204.7.3 谐振电容 Cr 的设计 .214.8 主电路的仿真与分析 .215 全文总结.24参考文献.25致谢.26湖南理工学院毕业设计（论文）- 1 -1 绪论1.1 开关电源概述电源是所有用电设备的心脏，为设备提供动力。开关电源处于电源技术的核心地位，近十年有了突飞猛进的发展.按目前的习惯，开关电源专指电力电子器件工作在高频开关状态下的直流电源。目前，应用最为广泛的直流电源又三类:线性电源、开关电源和相控电源。线性电源是开关电源的

9、前身1。各种电子装置、许多电气控制设备的工作电源都是直流电源。在开关电源出现之前，这些装置的工作电源都采用线性电源。由于和线性稳压电源相比，开关电源在绝大多数性能指标上都具有很大的优势，因此，目前除了对直流输出电压的纹波要求极高的场合以外，开关电源己全面取代了线性稳压电源。另外一种常用的直流电源是相控电源。它的主要优点是电路简单控制方便，主要的缺点是体积大，重量重，输出滤波电感大，另外，由于其频率低，控制的响应速度很慢。因此，只有在很大功率的应用场合才会采用。近年来，开关电源已广泛应用于电力，通信，交通等各个领域，并取得了显著的经济效益。随着开关器件以及磁性材料性能的不断改进，开关频率逐步提高

10、，功率逐步增大，开关电源的性能也更加优良。相关技术的发展和开发软件的改进，也使开关电源的研发水平大大提高。然而大多数开关电源是通过整流器和电力网相接的，在普通电力电子装置中，整流电路通常采用不控整流后接电容滤波或是晶闸管相控整流。整流器-电容滤波电路是一种非线形元件和储能元件的组合。虽然输入交流电压是正弦的，但输入电流是仅在交流电压波顶附近区域导通，滤波电容被整流后的电流充电，因此输入交流电严重畸变，呈脉冲状。这种电流的基波是和输入正弦电压同相位的，故产生有功功率，但交流波形中含有较大的高次谐波，这些高次谐波与输入正弦电压既不同频也不同相。因此功率因数很低，最高只有 0.8 左右。输入电流含有

11、大量谐波，一方面使谐波噪声水平提高，同时在 AC/DC 整流电路的输入端必须增加滤波器，进而造成成本、体积、重量的增加。另一方面，大量的谐波倒流流入电网，造成对电网的谐波“污染” 。基于限制电流畸变和谐波“污染” ，是电磁环境更干净的宗旨，一些世界学术组织和国家已经颁布和实施了一些输入电流谐波的限制标准。例如国际电工委员会制定了湖南理工学院毕业设计（论文）- 2 -如 IEC555-2 等法规，欧洲也制定了相应的 IEC000-3-2 标准。我国于 1994 年颁布了电能质量功用电网谐波标准 GB/T1449-93。因此提高功率因数在通信开关电源应用中具有重大意义：（1）防干扰：核心是限制电网

12、谐波电流成分。 （2）可以减少输入电流的谐波成分，从而降低对其它设备的干扰。 （3）可以提高电网设备的利用率。 （4）可以提高电网设备的安全性。由此可知：有源功率因数校正技术在开关电源中占据着及其重要的位置，它能消除谐波污染，实现各种电源装置网侧电流正弦化，使功率因数接近于 1，极大地减少电流的高次谐波，消除无功损耗。能够在大力倡导绿色电源的背景下，提高开关电源的功率因数已经成为国内开关电源研究的主要方面。1.2 功率因数校正概述电源整机的谐波干扰和对电网的污染问题，很早以前就提出来了。但当时的电源数量少，它们的谐波干扰比较小，因而没有引起普遍的注意。近二十几年来，随着现代经济和技术的高速发展

13、，越来越多的电气设备加入电网，产生出大量的谐波分量又经电网串入其他电气设备，对计算机等重要电子设备的稳定工作产生严重的电磁干扰。由于传统的稳压电源数量大增，其输入级不控整流器和高压大滤波电容产生的严重谐波电流干扰，已成为强噪声发射源，危害了电网的正常工作，使 220V 电网输送线路上损耗剧增，浪费了大量的电能1。开关电源的输入级峰值电流很高，使网侧的功率因数下降到 0.50.65，即视在功率远大于有用功率，电网质量严重受损。所以发达国家率先采用了多种功率因数校正（PFC）方法，来实现“绿色能源”革命，并强制推行了国际标准 IEC555-2、EN60555-2 等，限制电子生产厂家入网电气设备的

14、电流谐波值。功率因数校正电路(PFC)分为有源和无源两种。无源校正电路通常由大容量的电感、电容和工作于工频电源的整流器组成。虽然采用无源功率因数校正技术得到的功率因数不如有源校正电路高，但仍然可以使功率因数提高到 0.70.8，因而这种技术在中小功率电源中被广泛采用。本文主要讨论有源功率因数校正方法。有源校正电路自 20世纪 90 年代以来得到了迅速推广。它是在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路，使功率因数接近 1。有源校正电路工作于高频开关状态，它们的体积小、重量轻，比无源校正电路效率高。湖南理工学院毕业设计（论文）- 3 -1.3 软开关单相升压功率因数校正目前，升压电路被

15、广泛应用于单相整流电源的功率因数校正(PFC)技术中。传统的升压电路工作在硬开关状态，其特点是工作在不连续导电模式时，电感电流峰值正比于输入电压，输入电流波形跟随输入电压波形，因而控制简单；缺点是开关不仅要通过较大的通态电流，而且关断较大的峰值电流会引起很大的关断损耗，同时还会产生严重的电磁干扰。因此，在升压电路中采用软开关技术不但可以提高开关频率，还能解决开关开通与关断损耗、容性开通、感性关断和二极管反相恢复 4 大难题2。然而，在软开关技术方面前人已经提出好几种电路，如谐振型转换器、准谐振转换器和零开关 PWM 转换器等，虽然在单相功率因数校正电路中采用这些电路可以提高功率因数和系统效率，

16、但总体上并不理想。工作在软开关状态，特点是工作在连续导电模式，优点是功率开关管开通损耗和二极管的反向恢复损耗都大大降低，较之采用传统硬开关控制技术的功率因数校正提高了一大步。通过电路仿真和实际电路设计，发现都可以很好地达到功率因数校正的目的，而且显著减少了功率管的开关损耗，抑制了电磁干扰，可获得较高的效率。升压谐振转换器(包括准谐振和多谐振转换器)的谐振电感和谐振电容一直参与能量传递，而且它们的电压和电流应力很大。而零开关 PWM 转换器中，虽然谐振元件不是一直工作在谐振状态，但谐振电感却串联在主功率回路中，它的损耗较大，同时，开关管和谐振元件的电压应力和电流应力与准谐振转换器完全相同，为此提

17、出了零转换 PWM 转换器。它可分为零电压转换 PWM 转换器(升压 ZVT-PWM)和零电流转换 PWM 转换器(升压 ZCT-PWM)。这类转换器是软开关技术的又一飞跃。其特点是工作在 PWM 方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，从而实现开关管的软开关；其它时候不工作，从而减小了辅助电路的功耗。而且，辅助电路并联在主功率回路中，辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力，主开关管的电压和电流应力较小。2 有源功率因数校正 APFC 的基本工作原理与应用2.1 功率因数校正（PFC）的定义及意义2.1.1 功率因数校正的定义功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输

18、入视在功率（S）的比值。即湖南理工学院毕业设计（论文）- 4 - （2-1）coscoscos1111rmsrmsIIIVIVSPPF式中：交流输入市电的基波电流有效值；1I交流输入市电电流有效值；rmsI交流输入市电电流的波形畸变系数； 交流输入市电的基波电压与基波电流之间的相移因数。cos因此功率因数 PF 又可定义为失真因数与相移因数之乘积。假设输入电流无谐波时或，故上式变为7。1RII 1cosPF功率因数校正的基本原理，就是从电路上采取措施，使电源输入电流实现正弦波，并与输入电压保持同相。可以证明，功率因数 PF 与电流总谐波失真 THD 的关系为： （2-2）2)(11cosTHD

19、PF由此可知，要提高 PF 就需要减少 THD。2.1.2 功率因数校正的意义由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路应用十分普遍，价格低廉、可靠性高是它的突出优点，但是它对电网的谐波污染却十分严重，由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路主要存在如下的问题。1.启动时产生很大的冲击电流，约为正常工作电流的十几倍至数十倍。2.正常工作时，由于整流二极管导通角很小，形成一个幅度很高的窄脉冲，电流波峰因数（CF）高、电流总谐波畸变率（THD）通常超过 100%，同时引起电网电压波形的畸变。3.功率因数（PF）低，一般约为 0.50.6。开关电源的输入端通常采用如图 2-1 所示的由整流二极管和滤波

20、电容组成的整流滤波电路，输入 220V 交流市电整流后直接接滤波电容，以得到波形较为平滑的直流电压。但是由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路是一种非线形元件和储能元件的组合，虽然交流输入市电输入电压 Vi的波形是正弦的，但是整流器件的导通角不足180 ，只有很小的导通角，导致输入交流电流波形严重畸变，输入交流电流波形如图湖南理工学院毕业设计（论文）- 5 -2-2 所示的脉冲状。 ACRCVUiIitUiIi图 2-1 电路图 图 2-2 常规开关电源输入电压电流波形由此可见，大量应用整流电路，使供给电网产生了严重畸变的非正弦电流，输入电流中除含有基波外，还含有很多的奇次、高次谐波分量，这

21、些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染” ，造成严重危害。其主要危害10有：1.产生“二次效应” 。即谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压(原来是正弦波)发生畸变，影响各种电气设备的正常工作。2.谐波会造成输变电线路故障，使变电设备损坏。例如，线路和配电变压器过热、过载。在高压远距离输电系统中，谐波电流会使变压器的感抗与系统的容抗发生 LC 谐振；在三相电路中，中线电流是三相三次谐波电流的叠加，因此，谐波电流会使中线电流过流而损坏，等等。3.谐波还会影响用电设备正常工作。例如，谐波电流对电机除增加附加损耗外，还会产生附加谐波转矩、机械振动等，这些都严重影响电机的正常运行；谐波可能使白

22、炽灯工作在较高的电压下，这将导致灯丝工作温度过高，缩短灯丝的使用寿命，等等。4.谐波会使测量仪器附加谐波误差。常规的测量仪表是设计并工作在正弦电压、正弦电流波形情况下的，因此，在测量正弦电压和电流时能保证其精度，但是，这些仪表用于测量非正弦量时，会产生附加误差，影响测量精度。5.谐波会对通信电路造成干扰。电力线路谐波电流会通过电场耦合、磁场耦合和共地线耦合对通信电路造成影响。综上所述，为了减少 AC/DC 变流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波“污染” ，以保证电网供电质量，提高电网的可靠性；同时也为了提高输入端功率因数，以达到节能的效果，必须限制 AC/DC 电路的输入端谐波电流

23、分量。由此可知提湖南理工学院毕业设计（论文）- 6 -高功率因数在 AC/DC 开关电源应用中具有重大的意义。2.2 有源功率因数校正技术的研究现状PFC 技术的主要方法可以分为无源 PFC 技术和有源 PFC 技术。无源 PFC 技术采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现 PFC 功能，主要优点：简单 、成本低、可靠性高及 EMI 小等。主要缺点：难以得到高功率因数，低频时元器件尺寸和重量大，工作性能与频率、负载变化和输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流等。有源 PFC 技术的基本原理是利用控制电路强迫输入交流电流波形跟踪输入交流电压波形而实现交流输入电流的正弦化，并与输

24、入电压同步。其中关键电路是乘法器和除法器，有源功率因数校正电路的特点是：功率因数高，PF 可达 0.99 以上；总谐波畸变率低，THD10%；交流输入电压范围宽，交流输入电压范围可达 AC90270V；输出电压稳定；所需磁性元件小。主要缺点是：电路复杂，可靠性下降，EMI 高，成本增加，效率会下降。有源技术已经广泛应用在 AC/DC 开关电源、UPS 电源、电子镇流器、程控交换机电源等电子仪器中14。2.3 功率因数校正实现方法功率因数校正的基本原理，就是从电路上采取措施，使电源输入电流实现正弦波，并与输入电压保持同相。关键在于实现功率因数为 1 的重要目标，即公式。实现或者基本实现功率因数校

25、正的方法有多种，有源校正技术，111cosPF特别是用于开关电源的单相升压式高频有源功率因数校正电路，具有高的功率因数值,低频谐波失真,电源效率高达 90%以上，输出电压稳定99. 0PF%10%8THDBV（升至 400V 左右） ，适用于中大功率电源（100W2000W）,且适应宽输入电压（90270V） ，磁性元件小，可省略或简化庞大的原输入级滤波器1。在电源输入级插进功率因数校正网络，就是通过适当的控制电路不断调节输入电流波形，使其逼近正弦波，并与输入的电网电压保持同相。2.4 有源功率因数校正技术的分类有源功率因数校正变换电路有升压（Boost） 、降压（Buck） 、升降压（Buc

26、k-Boost）和回扫四种类型3。在多数情况下，开关电源中，以升压型最为流行。它的主湖南理工学院毕业设计（论文）- 7 -要优点是：第一，能有效地抑制输入电源电流的谐波失真，完全可以达到甚至低于谐波电流畸变指标要求；第二，能将系统功率因数提高到几乎等于 1 的水平，完全能够满足世界各国对功率因数和总谐波含量的技术标准要求；第三，输出低纹波含量的直流电压，能确保开关电源的电流波峰系数低于 1.5；第四，当输入交流电压在较大的范围内波动时，实现电压宽带输入（85265V） ，而输出电压可得到稳定的直流电压；第五，消除了浪涌电压及尖峰电压对电路元件的冲击，提高了开关电源的可靠性和安全性，有力延长了开

27、关电源的使用寿命。APFC 可以采用不同的方法进行控制。从变换电路的工作频率分为固定频率和可变频率两种；从电流控制方法上分有峰值电流控制、平均电流控制和滞环电流控制三种，按电感扼流圈有无存储电流分，有连续传导模式（CCM）和不连续传导模式（DCM）两种，前者用于输出功率较大的场合，后者适用于 200W 以下的中功率 APFC 变换器。CCM相对 DCM 其优点为：输入和输出电流纹波小、THD 和 EMI 小、滤波容易；RMS 电流小、器件导通损耗小；适应于大功率应用场合。在开关控制模式上又分为零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）两种类型。此外，有源功率因数的电流控制方法基本上有三种，即峰

28、值电流控制、滞环电流控制以及平均电流控制。下面就假设工作模式为 CCM，来介绍一下三种方法的特点。1.峰值电流法是检测峰值电流，采用恒定的开关电源工作频率，只有稳定的工作频率才能有效地、快速地检测出峰值电流，并将这一电流“削尖” 、均化来控制开关管，对 PWM 进行调节，使输入电流波形与输入电压保持同步，从而提高功率因数。由于输入电流被“削尖” ，在电路上对输入电流波形需要进行斜率补偿。2.滞环电流法是检测 APFC 电路中电感上的电流，当电感电流达到一定值时，开关管开始导通；电感电流下降到一定值时，开关管陡然截止，它的控制方式是利用工作频率改变来控制开关管的导通和截止。一般设计输出滤波电路时

29、，按最低工作频率考虑，所以，开关电源的体积和重量是最小的，工作损耗最小。3.平均电流法是开关电源和电子镇流器对有源功率因数校正用得最多的一种方法。THD 值小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，具有恒定的工作频率，可以任意拓扑各种控制电路，输入电压可以随便调节。这中方法的缺点是控制电路比较复杂，需要增添电流误差放大器。湖南理工学院毕业设计（论文）- 8 -3 Boost 变换器功率因数硬开关校正电路的仿真3.1 主电路的设计及工作波形图 本节采用 Boost 变换器功率因数校正电路，其主电路设计图及工作波形图如图 3-1 和 3-2 所示。LrTacVD0C0RsI0i0u图 3

30、-1 Boost 变换器主电路图0iGEutt1I图 3-2 Boost 变换器工作波形3.2 Boost 变换器基本原理分析 Boost 变换器电路的工作原理时，首先假设电路中电感 L 值很大，电容 C 值也很大。当 Tr处于通态时，整流后得直流电压向电感 L 充电，充电电流基本恒定为I1，同时电容 C 上的电压向负载 R 供电，因 C 值很大，基本保持输出电压 u0为恒值，湖南理工学院毕业设计（论文）- 9 -记为 U0。设 Tr处于通态的时间为 ton，此阶段电感 L 上积蓄的能量为 EI1ton。当 Tr处于断态时 E 和 L 共同向电容 C 充电，并向负载 R 提供能量。设 Tr处于

31、断态的时间 toff，则在此期间电感 L 释放的能量为(U0- E)I1toff。当电路工作于稳态时，一个周期 T 中电感 L 积蓄的能量与释放的能量相等，即 （3-1）offontIEUtEI101)(化简得 （3-2）EtTEtttUoffoffoffon0上式中 T/toff1，输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路，也称之为boost 变换器（Boost Converter） 。升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因：一是 L 储能之后具有电压泵升的作用，二是电容 C 可将输出电压保持住。在以上分析中，认为 Tr处于通态期间因电容 C 的作用使得输出电压 U

32、0不变，但实际上 C 值不可能无穷大，在此阶段其向负载放电，U0必然会有所下降，故实际输出电压会略低于理想结果，不过，在电容 C 值足够大时，误差很小，基本可以忽略6。3.3 主电路主要元器件的参数设计3.3.1 高功率因数校正硬开关 AC/DC 变换电路技术指标输入电压：单相交流22010%V输入频率：50Hz输出电压：直流400V最大输出功率：3KW功率因数：99%开关频率：f=100kHz3.3.2 升压电感 L 的设计电感将决定在输入侧高频纹波电流的大小，且它的值与纹波电流的大小有关。电感值由输入侧的交流电流峰值来决定。由于最大的峰值电流出现在线电压为最小值,负载最大时,所以有：湖南理

33、工学院毕业设计（论文）- 10 - （3-3）AVPIinoutpkL43.21198300022(min)(本设计中，转换器的输入线电流峰值为 21.43A，出现在交流电压为 198V 时。假如允许电感电流有 20%的电流脉动，则有：（是指电流纹波峰对峰值） （3-AIIpkL29. 42 . 0)(I4）在升压型转换器中最大纹波电流发生在占空比为 50%时，即在升压比为 M=V0/Vin=2的时候。电感电流的峰值一般不会发生在这个时候，因为它的峰值是由正弦控制信号的峰值所决定的。电感值是由半波整流最低输出电压时的电流峰值在此电压时的占空比 D 以及开关频率所决定的（此处 Vin(pk)是电

34、网电压最低时整流桥输出电压的峰值），其关系式如下： 时的占空因数：pkI （3-5） 3 . 040019824000)(0VVVDpkin计算升压电感： （3-6）mHIfDVLspkin196. 029. 4101003 . 019823)(为了方便起见，电感值被四舍五入而以整数 0.2mH 代替。3.3.3 输出电容 CO的设计PFC电路的输出电容的选择主要应考虑:输出电压的大小及纹波值，电容允许流过的电流值，等效串联电阻的大小，容许温升等众多因素。此外，稳压电源还应要求在输入交流电断电的情况下，电容容量足够大以保证一定的放电维持时间。本文以保持时间来确定输出电容值，保持时间是指在输入电

35、压关断后，输出电压能够维持正常输出值的时间长度，典型保持时间为t为1550ms。满负载功率为3kW，电容电压在此期间允许的跌落为100V，输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率。本设计输出的范例里，输出电容如下式所述：湖南理工学院毕业设计（论文）- 11 - （3-7）FVVtPCoutO342930040004. 0300022222(min)020式中： 负载功率outP 电容维持时间，取 40mst 输出电压OV 维持负载工作的最小电压(min)OV3.4 主电路的仿真与分析为了验证本章节主电路设计的可行性和参数的选择的正确性，本节利用OrCAD/PSpic

36、e 软件对该主电路进行仿真和分析。图 3-3 为 Boost 变换器主电路仿真模型图。最后的仿真及实验参数为：输入电压Vin为单相 220V，升压电感 L 为 0.2mH，输出滤波电容 CO为 3429F，开关频率 f 为100kHz。0M1IRF4500D2MUR810L0.2mh12D1MUR810D4MUR810D5HFA25TB6031D3MUR810C13429uf12V2TD = 2.4usTF = 0.01usPW = 4usPER = 10usV1 = 0vTR = 0.01usV2 = 15vV1FREQ = 50HzVAMPL = 220vVOFF = 0vR05021图

37、3-3 Boost 变换器主电路仿真模型下文是对上述仿真模型进行仿真后的各类仿真波形及相应分析：湖南理工学院毕业设计（论文）- 12 -图 3-4 输入电压与输入电流波形图 3-4 为输入交流电压和电流波形图，从图中我们清楚的看到输入电流很好跟随交流输入电压，也能看出是完整的正弦波，无畸变，实现了功率因数校正的目的。图 3-5 开关管 Tr 驱动波形、漏源电流波形和电压波形图图 3-5 为开关管 Tr驱动波形 Vgs，漏源电流波形 Ids以及漏源电压 Vds仿真波形图。图中我们可以看到当开关管有驱动电压时，电流上升，而电压为零，无驱动电压时，电流为零，电压上升。 湖南理工学院毕业设计（论文）-

38、 13 -图 3-6 输出电流与输出电压波形图 图 3-6 是输出电流与输出电压波形图，由于硬开关开通与关断有功率损耗，只能在开关频率较低的情况下工作，而开关频率为 100KHz 工作下损耗剧增，一般不会在实际电路中应用。本文只为对比硬开关与软开关的特性，故设计相同的技术指标，可以从波形图看出输出电压只能接近 400V，不能很好的达到所要求的技术指标。4 Boost 型 ZVT-PWM 功率因数软开关校正电路的仿真4.1 主电路的设计及工作波形图本节采用单相有源高功率因数校正电路，所选用的变换器为 Boost ZVT-PWM 变换器，其主电路设计图及工作波形图如图 4-1 和图 4-2 所示。

39、C Cr rT Tr rL LD DD D1 1L Lr rT Tr r1 1C CO OR RO OI Is sV Va ac c图 4-1 Boost 型 ZVT-PWM 变换器主电路湖南理工学院毕业设计（论文）- 14 - T0T1T2T3T4T5T6T0VoIsVoIsvgTrTr1vdsidsiLvDiD图 4-2 Boost 型 ZVT-PWM 变换器一周期主要电量波形4.2 Boost 型 ZVT-PWM 变换器工作原理设 tT0时，Tr 和 Tr1 均关断，D 导通。一周期可分七种运行方式，如图 4-3 所示：模模式式时时间间段段1234567特特征征T0 T1T2T1T2T3

40、T3T4T4T5T5 T6T6T0iLr线线形形上上升升谐谐振振ZV开开通通iLr下下降降ids恒恒流流Cr线线形形充充电电续续流流Troffoffoff onononoffoffTr1ononon0offoffoffoffVds0V0下下降降到到00上上升升到到V0V0ids000上上升升到到IsIs00图 4-3 Boost 型 ZVT-PWM 变换器一周期内各运行模式分析 湖南理工学院毕业设计（论文）- 15 -4.3 Boost 型 ZVT-PWM 变换器运行模式分析下面是一个周期内 Boos 型 ZVT-PWM 变换器各个阶段的运行模式分析，一周期内它的各运行模式的等效电路如图 4-

41、4 所示。1. T0 T1 Lr电流线形上升阶段t=T0，辅助开关 Tr1开通，谐振电感电流 iLr线形上升，t=T1时达 Is,二极管 D 的电流 ID则由 Is线形下降，t=T1时降到零电流下关断，若采用快速恢复二极管，可忽略 D的反向恢复电流。这一阶段 Vds不变，等效电路如图 4-4（ a）2. T1T2 谐振阶段LrCr谐振，电流 iLr谐振上升，而电压 Vds由 Vo 谐振下降。T=T2时，Vds=0,Tr的反并联二极管导通。等效电路如图 4-4（b）3. T2T3 主开关 Tr开通由于 Tr的体二极管已导通，创造了 ZVS 条件，因此应当利用这个机会，在 t=T3时给r 加驱动信

42、号，使r 在零电压下导通，等效电路如图 4-4（c）4. T3T4 iLr线形下降阶段t=T3，Tr1关断，由于 D1导通，Tr1的电压被钳在 V0值，Lr 的储能释放给负载，其电流线形下降。T=T4时，iLr=0,等效电路图如图 4-4（d）5. T4T5 ids恒流阶段T=T4，D1关断，这时 Boost 型 ZVT-PWM 变换器如同普通 Boost 型变换器的开关管导通的情况一样，ids=Is,等效电路如图 4-4（e）6. T5T6 Cr 线形充电阶段t=T5,Tr 关断，恒流源 Is 对 Cr线形充电，直至 t=T6时，VCr=Vo。等效电路图如 5-4（f）7. T6T7 续流阶

43、段这个阶段如同普通 Boost 型变换器开关管关断的情况一样，处于续流状态，直到t=T0,下一周期开始，等效电路图如图 4-4（g）湖南理工学院毕业设计（论文）- 16 -LrDVOIinTr1LrTr1IinCrTr1IinLrDTrIinTr1LrD1IinTrIinCrIinD(a)T0T1(b)T1T2(c)T2T3(d)T3T4(e)T4T5(f)T5T6(g)T6T0图 4-4 Boost 型 ZVT-PWM 变换器一周期内各运行模式的等效电路4.4 硬开关技术的缺点 目前开关电源普遍采用脉宽调制技术，在这种变换方式中，开关器件在高电压，大电流下导通关断，如图 4-5 所示是硬开关

44、开通和关断的电压和电流波形。由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，而是有一个上升时间。在这段时间里，电流与电压有一个交叠区，产生损耗，我们称之为开通损耗。当开关管关断时，开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是立即下降到零，而是有一个下降时间。在这段时间里。电压和电流也有一个交叠区，产生损耗，我们称之为关断损耗。因此在开关管开关工作时，要产生开通损耗和关断损耗，统称为开关损耗。在一定条件下，开关管在每一个开关周期的开关损耗是恒定的，湖南理工学院毕业设计（论文）- 17 -变换

45、器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。同时由于受到开关器件的寄生电容和变压器漏感的影响，开关器件受到较大的 du/dt 和 di/dt，工作中产生较强的电磁干扰。为解决此问题，国际上开始研究软开关技术，即开关器件的导通和关断都在零电流和零电压条件下进行，减少了开关器件的损耗及电磁干扰，提高了开关电源的频率及功率水平。ttPlosssPlosss(off)Plosss(on)icvce图 4-5 硬开关时开关管的电压和电流波形另外，只要传统 PWM 变换器中的开关器件工作在硬开关状

46、态下，硬开关就有开通和关断损耗大、感性关断问题、容性开通问题及二极管反向恢复等四大缺陷，妨碍开关器件工作频率的提高14。1. 开通和关断损耗大：在开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠指使器件的开通损耗和关断损耗随开关频率的提高而增加。2.感性关断问题：电路中难免存在感性元件（引线电感、变压器漏感等寄生电感或实体电感） ，当开关器件关断时，由于通过该感性元件的 di/dt 很大，从而产生很大的电磁干扰（EMI） ，而且产生的尖峰电压加在开关器件两端，容易造成电压击穿。3. 容性开通问题：当开关器件在很高的电压下开通时，储藏在开关器

47、件结电容中的能量将全部耗散在该开关器件内，引起开关器件过热损坏。4.二极管反向恢复问题：二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期，在此期间内，二极管仍处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则引起该开关器件和二极管管耗急剧增加，重则指使其损坏。 湖南理工学院毕业设计（论文）- 18 -图 4-6 给出了接感性负载时，开关管工作在硬开关条件下的开关的开关轨迹，图中虚线为双极性晶体管的安全工作区（SOA） ，如果不改善开关管的开关条件，其开关轨迹可能会超出安全工作区，导致开关管的损坏。关关断断开开通通vceicSOA图 4-6 开关管工作在硬开关条

48、件下的开关轨迹克服以上缺陷的有效办法就是采用软开关技术。如图 4-7 所示，最理想的软开通过程：电压先下降到零，电流再缓慢的上升到通态值，所以开通损耗近似为零。另外，因器件开通前电压已经下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通的问题，这意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管反向恢复问题亦不存在。最理想的软关断过程：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已经下降到零，即线路电感中的电流亦为零，所以感性关断的问题也得到解决。由此可见，软开关技术可以解决硬开关 PWM 变换器的开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题、二极管反向恢复

49、问题，大大地提高了开关器件的工作频率。同时也能解决由硬开关引起的 EMI 问题。软软开开关关硬硬开开关关关关断断波波形形开开通通波波形形iut1iiit2ut1t2uu图 4-7 软开关和硬开关波形湖南理工学院毕业设计（论文）- 19 -4.5 Boost 型 ZVT-PWM 变换器的优缺点由以上分析可知，Boost 型 ZVT-PWM 变换器的主要优点是：1.零电压导通且保持恒频运行。2.二极管 D 能零电流截止，因此在功率因数有源校正装置等输出大功率，高电压（200V）情况下应用这一技术，可避免因二极管反向恢复使关断损耗过大的问题。3.开关管电流与电压应力小。由波形图可见，理论上电流 id

50、s，电压 Vds的波形为方波，一周期内谐振时间很短。4.在较宽的电源电压和负载电流变化范围内可满足 ZVS 条件。它的唯一不足之处为辅助开关 Tr1 不在软开关条件下运行。但是和主开关管相比，Tr1 的电流很小，它只处理少量的谐振能量。4.6 软开关技术的特性从前面的分析可知道，开关损耗包括开通损耗和关断损耗，利用软开关技术可以减小变换器的开通损耗和关断。软开通和关断波形如图 4-8 所示。ubeicPlossPloss(on)=0关关断断ubePloss开开通通开开通通关关断断ttttttPloss(on)Ploss(off)Ploss(off)=0ubeubeic(a)零零电电流流开开通通

51、和和关关断断(b)零零电电压压开开通通和和关关断断图 4-8 软开关开通和关断波形软开关的开通有以下几种方法。1.零电流开通：在开关管开通时，使其电流保持在零，或者限制电流的上升率，从而减少电流与电压的交叠区。从图 4-8（a）中可以看出，开通损耗大大减少。2.零电压开通：在开关管开通前，便其电压下降到零。从图 4-8（b）可以看出，开通损耗基本上减少到零。3. 同时做到 1 和 2,在这种情况下，开通损耗为零。这种情况最为理想。湖南理工学院毕业设计（论文）- 20 -同理，软开关的关断有以下几种方法：1.零电流关断：在开关管关断前，使其电流减少到零。从图 4-8（a）可以看出关断损耗基本上减

52、小到零。2.零电压关断：在开关管关断时，使其电压保持为零，或者限制电压的上升率，从而减小电流与电压的交叠区。从图 4-8（b）可以看出，关断损耗大大减小。3.同时做到 1 和 2，在这种情况下，关断损耗为零。关关断断开开通通vceicSOA图 4-9 开关管工作在软开关条件下的开关轨迹图 4-9 给出了开关管工作在软开关条件下的开关轨迹，从图中可以看出，此时开关管的工作条件很好，不会超出安全工作区。4.7 主电路主要元器件的参数设计ZVT-PMW软开关电路的设计主要集中在两个参数:一个是谐振电感Lr ;一个是谐振电容Cr。升压电感和输出电容与上文硬开关电路参数设计一致。4.7.14.7.1 高

53、功率因数校正软开关 AC/DC 变换电路技术指标输入电压：单相交流22010%V输入频率：50Hz输出电压：直流400V最大输出功率：3KW功率因数：99%开关频率：f=100kHz湖南理工学院毕业设计（论文）- 21 -4.7.2 谐振电感 Lr 的设计谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的 di/dt。当零电压过渡开关导通时，输入电流转向，从升压二极管转到零电压过渡电感。电感值可以由二极管所需的关闭时间来确定，此二极管关闭时间由它的反向恢复时间给出。为 Lr计算出实际值是困难的，因为反向恢复特性在实际电路中使用时，会千变万化。其变化取决于厂家。影响二极管反向恢复的电路条

54、件之一就是谐振电容的自然缓冲作用，它限制了二极管阳极的 dv/dt。一个优良的初始估计是使电感电流，在 3 倍的二极管反向恢复时间内上升到二极管内电流。对最大电感值的一个制约是它对最小占空比的影响。二极管选择时，LC 时间常数影响 DMIN，因此 Vomin使 Lr过大，还是增大零电压过渡 MOSFET 的导通时间，增大谐振电路的导通损耗。随着 Lr 值的减小，二极管将经受更大的反向恢复电流，通过电感很零电压过渡 MOSFET 的峰值电流也会增加。峰值电流的增加，储存在电感中的总能量也将增加(E=1/2LI2)。为减少关闭结点上的寄生振铃，应使能量保持在最小值。二极管的反向恢复时间是关闭时 d

55、i/dt 的局部函数，如果所控制的 di/dt 设定，该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为 60ns。如果电感限制上升时间到180ns,(3trr)电感量可按下式计算： （4-1）tiOrddVL/其中： （4-2）rrPKLtitIdd3/)(因为： （4-3）AIIILPKINP575.2329. 45 . 043.2121所以： （4-4）sAddti/131180575.23/由此可得： （4-5）HLr5 .30131400湖南理工学院毕业设计（论文）- 22 -4.7.3 谐振电容 Cr 的设计最小谐振电容要确保主开关的 dv/dt，有效谐振电容是 MOSFET 电容和外接电容

56、之总和。该电容限制关闭时间的 dv/dt，自然地减少了米勒效应。此外，它还减少了关闭损耗，因为开关电流转移到电容上。该电容必须是优质高频电容，低 ESR低 ESL 者为佳。它还必须能在关闭时承受较大的充电电流。L 与 C 结合产生一个谐振周期 1/4 周期： （4-6）nsCLrr1402所以可得： （4-7）pFCr130105 .3014. 3)10140(262294.8 主电路的仿真与分析为了验证本章节主电路设计的可行性和参数的选择的正确性，本节利用OrCAD/PSpice 软件对该主电路进行仿真和分析。图 5-10 所示为 Boost ZVT-PWM 变换器的 PSpice 仿真模型

57、图。最后的仿真及实验参数为：输入电压 Vin为单相 220V，升压电感 L 为 0.2mH，谐振电感 Lr为 30.5H，谐振电感 Cr为 130pF，输出滤波电容 CO为 3429F，开关频率 f 为 100kHz。00M2IRF450D2MUR810D1MUR810D6MUR810Cr130pf12D4MUR810R05021D5HFA25TB6031M1IRF450V3TD = 1.2usTF = 0.01usPW = 1.2usPER = 10usV1 = 0TR = 0.01usV2 = 15v0V1FREQ = 50hzVAMPL = 220vVOFF = 0vLr30.5uH12L0.2mH12D3MUR810C