本科毕业设计(论文)(Boost型功率因数校正电路及其控制系统设计)

1、摘要摘要近几十年来，由于大功率电力电子装置的广泛使用，使公用电网受到谐波电流和谐波电压的污染日益严重，功率因数低，电能利用率低。为了抑制电网的谐波，提高功率因数，人们通常采用无功补偿有源无源滤波器等对电网环境进行改善。近年来，功率因数校正技术作为抑制谐波电流，提高功率因数的行之有效的方法，备受人们关注。功率因数校正(简称PFC)技术是电力电子技术的重要组成部分，并已经在越来越多的领域得到应用。上世纪九十年代以来，PFC控制技术越来越多的引起人们的关注。许多控制策略运用于PFC电路中，如平均电流控制峰值电流控制滞环控制等。本文在参阅国内为大量文献的基础上，综合了近年来国内外功率因数校正的发展状况

2、，简要分析了无源功率因数与有源功率因数的优缺点，并详细分析了有源功率因数校正的基本原理和控制方法，选择BOOST变换器为主电路拓扑，采用MC34261峰值电流控制器。本文功率因数校正电路的设计，使电路的功率因数得到了明显改善，达到了设计要求，同时电路的总谐波畸变因数控制在了一定的范围，减少了对电网的污染。关键词功率因数校正 BOOST变换器 峰值电流控制 I 燕山大学本科生毕业设计（论文）AbstractThe harmonic for voltage and current,lower power factor and lower power efficiency of public pow

3、er system is serious increasingly because of much big power electronic equipment in resent years.Usually,reactive compensation,filters for active of power system.But the power factor correction technique is research because it is an effective method to control harmonic and improve power factor by re

4、cent years. Nowadays PFC(Power Factor Correction)inverters that are being used in many filds play an important role in the life.It is used in many applications.During the last decade, there has being a large interest in PFC.Many control methods are explored,including average control, peak current co

5、ntrol,hysteretic control,etc.The development for power factor correction both here and abroad in recent years is summarized and the good and bad characteristics for reactive and active power factor correction is analyzed briefly and the basic principle and control methods of active power factor corr

6、ection is analyzed detailed after read a mass of literatures both here and abroad.The main BOOST converter and MC34261 controller is designed and top of main and control circuit. The power factor of circuit is improved obviously and satisfied design require after power factor correction and the tota

7、l harmonic distortion for current is controlled in a band,so the harmonic for voltage and current is reduced.The cicuit was simulated based on MATLAB according to these parameters and correctness of the design is proved firstly after used compare simulation waves.KeywordsPFC（power factor correction）

8、 BOOST converter Top current control III 目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景11.2谐波电流对电网的危害11.3 研究的主要内容2第2章 功率因数校正22.1 功率因数22.1.1 功率因数的定义22.1.2功率因数校正的基本原理52.2功率因数校正的一般方法52.2.1无源功率因数校正52.2.2有源功率因数校正62.3功率因数校正技术的发展趋势82.3.1 APFC控制电路硬件的发展趋势82.3.2两级PFC技术的现状和发展趋势82.3.3单级PFC技术的现状和发展92.3.4三相PFC技术的发展9III参考文献 第1章

9、绪论1.1 课题背景随着工业现代化和电气化的进展，人们对电能质量的要求越来越高。计算机、电子设备、仪器仪表、通信设备和家用电器等对电能质量有一定的要求，电能质量低可能导致机器无法正常工作甚至不能工作。功率因数的高低直接影响着电能质量的好坏。用电设备过低的功率因数将使电网波形畸变，线路损耗大；降低整个供电系统的功率因数，增大系统供电量；降低用电设备的使用寿命；干扰仪器仪表。电力能源在人们生产生活中的作用越来越重要，各种各样的用电设备也应运而生，然而大多数的用电设备不是直接使用通用的交流电网提供的交流电作为直接的供电能源，而是通过一定的形式对其进行电压电流的变换，从而得到各自所需的电能形式。电能的

10、主要变换电路形式有AC-DC、DC-DC、DC-AC和AC-AC四大类。其中，AC-DC变换电路俗称整流电路，也就是将交流电能变换为直流电能的电路。整流的方式应用最为广泛，例如家用电器设备电源供电、不间断电源UPS、汽车工业、化工工业、医疗、航天等人类社会活动的各个领域之中。整流电路可以直接为要求较低的电力电子装置提供直流电能。整流电路作为电网与电力电子装置的接口电路，构成直流稳压电源，为电力电子装置提供高质量的直流电能。功率因数是电力系统的一个重要的技术指标，伴随着电力电子技术的广泛应用，开关器件越来越多地用在各种电能变换装置中。开关器件的引入一方面提高了装置的变换效率，另一方面也带来了谐波

11、污染和功率因数低下等问题。为了消除谐波污染、改善装置的功率因数，功率因数校正技术应运而生。由于环保意识和可持续发展的观念已深入人心，高效率、高品质、无污染地使用电能，已经成为当今世界范围内的潮流，因此功率因数校正技术成为当今功率电子技术领域中的前沿和热点。鉴于低功率因数带来的危害，功率因数校正变得非常必要，成为电力电子学研究的重要方向之一。改善用电设备功率因数的工作的重点主要是功率因数校正电路拓扑结构的研究和功率因数校正控制集成电路（如UC3842UC3855A系列,KA7524,TDA4814等）的开发。Boost电路作为一种基本的DCDC变换器，由于具有电感电流连续、储能电感也兼作滤波器、

12、可抑制RFI和EMI噪声、电流波形失真小、输出功率大、共源极使驱动电路简单等优点，已广泛应用于各种电源设计。但典型Boost电路的功率因数及电路传输效率都有待改进。基于此，本设计研究了一种Boost PFC软开关电路，它通过构造辅助软开关电路，最终实现开关管的软开关。电力电子装置的大量使用给电网带来谐波和无功，造成电网的“污染”，解决这种污染的主要途径之一是使用有源功率因数校正技术。它在传统的整流电路中加入有源开关，通过控制有源开关的通、断来强迫输入电流跟随输入电压变化，从而获得接近正弦波的输入电流和接近1的功率因数本文研究的主要内容是BOOST型功率因数校正电路及其控制系统设计，用以改善系统

13、的功率因数，核心还是在如何提高系统功率因数。1.2谐波电流对电网的危害其实谐波污染和由谐波引起的功率因数降低等问题早就存在，只不过由于当时开关器件使用的相对较少，对谐波危害尚无深刻认识，在很长时间里并没有引起人们的足够重视。一般来讲，凡是使用开关器件的装置都会产生谐波，谐波的产生都会引起功率因数的降低。早期的电力电子装置中大量使用的晶闸管和不控整流二极管都是开关器件。因此都会产生谐波污染和功率因数低下等问题。脉冲状的交流输入电流波形中还有大量的谐波电流成分，大量的谐波电流倒流入电网即谐波辐射（harmonica emissions）会对电网造成污染，谐波就是一定频率的电压或电流作用于非线性负载

14、时,会产生不同于原频率的其它频率的正弦电压或电流的现象。谐波主要有以下主要危害：（1）谐波电流的“二次效应”，即谐波电流流过线路阻抗而造成的谐波电压反过来会使电网电压波形发生畸变，引发电路谐振而造成过电流或过电压而引发事故。（2）增加附加损耗，降低发电、输电及用电设备的效率和设备利用率。（3）使电气设备（如变压器、电容器、电机等）运行不正常，加速绝缘老化，从而缩短它们的使用寿命。 （4）使继电保护、自动装置、计算机系统及许多用电设备运转不正常或不能正常动作或操作。 （5）使测量和计量仪器、仪表不能正确指示或计量。 （6）干扰通信系统，降低信号的传输质量，破坏信号的正常传递，甚至损坏通信设备。可

15、见谐波的存在极大地污染了公共电网的用电环境，必须加以抑制和消除。谐波抑制的途径：一是使用谐波及无功补偿装置，用其产生与电网谐波频率相同但相位相反的谐波，抵消其影响。二是制造不产生谐波的装置。1.3 研究的主要内容1、了解功率因数校正的基本原理型PFC电路的控制策略。2、掌握Boost型功率因数校正电路的工作原理及其典型控制策略。3、仿真分析平均电流型Boost功率因数校正电路。 第2章 功率因数校正2.1 功率因数2.1.1 功率因数的定义 功率因数校正可简单地定义为有功功率与视在功率之比，即：其中有功功率是一个周期内电流和电压瞬时值乘积的平均值，而视在功率是电流值与电压值的乘积。如果电流和电

16、压是正弦波而且同相，则功率因数是1.0。如果两者是正弦波但是不同相，则功率因数是相位角的余弦。在电工基础课程中，功率因数往往就是如此定义，但是它仅适用于特定情况，即电流和电压都是纯正弦波。这种情况发生在负载由电阻、电容和电感元件组成，而且均为线性（不随电流和电压变化）的条件下。因为输入电路的原因，开关模式电源对于电网电源表现为非线性阻抗。输入电路通常由半波或全波整流器及其后面的储能电容器组成，该电容器能够将电压维持在接近于输入正弦波峰值电压值处，直至下一个峰值到来时对电容再进行充电。在这种情况下，只在输入波形的各峰值处从输入端吸收电流，而且电流脉冲必须包含足够的能量，以便在下一个峰值到来之前能

17、维持负载电压。这一过程通过在短时间内将大量电荷注入电容，然后由电容器缓慢地向负载放电来实现，之后再重复这一周期。电流脉冲为周期的10%到20%是十分常见的，这意味着脉冲电流应为平均电流的5到10倍。下图描述了这种情况。图2-1. 不带PFC的典型开关模式电源的输入特性请注意，尽管电流波形有严重失真，电流和电压仍可以完全同相。应用“相位角余弦”的定义会得出电源的功率因数为1.0的错误结论。图2-2 电流波形的谐波成分图2-2 显示了电流波形的谐波内容。基波（在本例中为60 Hz）以100%的参考幅度显示，而高次谐波的幅度则显示为基波幅度的百分比。注意到几乎没有偶次谐波，这是波形对称的结果。如果波

18、形包含无限窄和无限高的脉冲（数学上称为函数），则频谱会变平坦，这意味着所有谐波的幅度均相同。顺便说一下，这个电源的功率因数大约为0.6。作为参考，图2-3 显示了功率因数校正完好的电源输入。它的电流波形和电压波形的形状和相位都极为相似。图2-3 带接近完美的PFC的电源输入特性通过以上分析，功率因数（PF）定义为有功功率与视在功率的比值，用公式表示为式中：I1表示输入基波电流有效值；Irms表示输入电流有效值表示输入电流失真系数cos表示基波电压与基波电流之间的相移因数所以功率因数可以定义为输入电流失真系数与相移因数cos的乘积。 可见功率因数（PF）由电流失真系数和基波电压、基波电流相移因数

19、cos决定。cos低，则表示用电电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大。同时，值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时，对三相四线制供电，还会造成中线电位偏移，致使用电电器设备损坏。 如何抑制和消除谐波对公共电网的污染，提高功率因数已成为国内外电源界研究的重要课题。PFC技术应用到新型开关电源中，已成为新一代开关电源的主要标志之一。2.1.2功率因数校正的基本原理功率因数校正电路基本上是一个AC/DC变换器。一个标准的变换器利用脉冲波宽度调制（PWM）技术来调整输入功率大小，以供应适当的负载所需功率脉冲波宽度调变器控制切换开关（通常是P

20、ower MOSFET）将直流输入电压变成一串电压脉冲波，随后利用变压器和快速二极管将其转成平滑的直流电压输出。这个输出电压随即与一个参考电压进行比较，所产生的电压差回馈至PWM控制器。这个误差电压信号用来改变脉冲波宽度的大小，如果输出电压过高，脉冲波宽度会减小，进而使输出电压降低，以使输出电压恢复至正常输出值。PFC电路也是利用这个方法，但是加入了一个更先进的元件，使得来自交流电源的电流是一个正弦波并与交流电压同相位。此时误差电压信号的调变是由整流后的交流电压和输出电压的变化来控制的，最后误差电压信号回馈至PWM控制器，也就是说，当交流电压较高时，PFC电路就从交流电源吸取较多的功率；反之，

21、若交流电压较低，则吸取较少的功率，如此可以抑制交流电流谐波产生。2.2功率因数校正的一般方法由功率因数定义可以知道要提高功率因数，有两个途径：（1）使输入电压、输入电流同相位，此时=1，PF=。（2）是输入电流正弦化，即（谐波为零），即可以使PF=1。从而实现功率因数的校正（Power Factor Correction）。正如前面多分析的常用的功率因数校正方法主要有有源功率因数校正(APFC)和无源功率因数校正（PPFC）两大类。有源功率因数校正又有分立元器件和集成电路构成之分，立元器件和集成电路构成的功率因数校正电路又有许多不同的电路形式，而由于采用集成电路构成的功率因数校正电路具有工作可

22、靠、使用性能好等一系列优点，所以采用集成电路组成的有源功率因数校正电路得到了广泛应用。虽然有源功率因数校正电路效果也比较好，但是电路结构比较复杂，成本较高，无源功率因数校正电路基本采用分立元器件组成，电路结构较有源简单许多，成本也比较低，只要对谐波电流控制适当，也可以是功率因数保持较高状态，可以满足较好校正要求。本文主要讨论有源功率因数校正方法。2.2.1无源功率因数校正无源功率因数采用的无源元件多为由电感和电容组成的低通、带通滤波器，工作在交流输入市电的工作频率（50-60Hz），将输入电流波形进行相移和整形。如果控制的合适的话，系统功率因数可以提高到0.9以上。但由于工作在市电工作频率，电

23、感和电容元件的体积都比较大，因而由它们组成的无源功率因数校正电路的体积也就可能比较大。但电感和电容校正电路具有结构简单的优点，但是另外一方面，他们的补偿特性又容易受到电网阻抗、负载特性的影响，并且会由于和电网阻抗发生谐振而造成电路元器件的损坏，不容易对谐波和无功功率实现动态补偿。尽管它的特点是简单，无源PFC电路仍有一些缺点。首先，巨大的电感限制了它在许多应用中的实用性。其次，如上所述，为了能在全球范围内使用，需要一个线路电压范围开关。增加该开关会增大因操作者错误（比如开关位置选择错误）而给电器/系统带来的风险。最后，未稳压的电压会提高PFC段后直流-直流转换器的成本，并降低其效率。实际应用证

24、明：一般不加功率因数校正环节的单相整流器对电网的谐波电流污染十分严重，由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路主要存在如下的问题：（1）一般系统启动时将会产生很大冲击电流，约为正常工作电流的十几倍甚至数十倍。（2）系统正常工作时，由于整流二极管的导通角很小（一般只有左右），会形成一个幅度很高的窄脉冲，电流波峰因数高，电流总谐波畸变率通常超过100%，同时还会引起电网电压波形的畸变。（3）功率因数都比较低，一般约为0.50.6。2.2.2有源功率因数校正有源功率因数校正电路按拓扑分类有以下几大类（1）降压式。因噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，很少被采用。（2）升降压式

25、。须用二个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。（3）反激式。输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于150W以下功率的应用场合。（4）升压式(Boost)简单电流型控制，PF值高，总谐波畸变因数(THD)小，效率高，但是输出电压高于输入电压。优点是电路中的电感L适用于电流型控制，由于升压型APFC的预调整作用在输出电容器C上保持高电压，所以电容器C体积小、储能大；在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数；当输入电流连续时，易于EMI滤波；升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性。另外，按按输入电流的控制原理分类，

26、还有以下几类：（1） 平均电流型（2） 滞后电流型（3） 峰值电流型（4） 电压控制型几种方法各有优缺点，很多资料和参考书籍上也有相关介绍。研究比较成熟，应用也比较广泛。图2-3显示了连续模式PFC 的典型方法。升压转换器由一个根据电流命令信号Vi 对电感电流（转换器的输入电流）进行整形的平均电流模式脉冲宽度调制器(PWM)驱动。此信号Vi 是输入电压Vin 进行幅度变换后的复制品，由电压误差信号除以输入电压的平方得到（经过Cf 滤波，使得它成为和输入幅度成正比的变换系数）。用误差信号去除以输入电压幅度的平方似乎并不常见。其目的是使环路增益（以及瞬态响应）独立于输入电压。分母中的电压平方函数抵

27、消了VSIN的幅度和PWM控制的传递函数（电感中的电流斜率和输入电压成正比）。这个方案的缺点在于乘法器乘积的可变性。这就需要增大功率处理元件的设计余量，以解决最坏情况下的功率耗散。图2-4 经典PFC 电路的框图平均电流模式控制采用一个根据控制信号Icp来稳定平均电流（输入或输出）的控制电路。对于一个PFC控制器，Icp由低频直流环路误差放大器产生。电流放大器是电流信号的积分器和误差放大器。它控制波形调整，而Icp信号控制直流输出电压。电流Icp在Rcp上产生了一个电压。为保持电流放大器的线性状态，其输入必须相等。因此，在Rshunt上的电压降必须等于Rcp上的电压，因为在电流放大器同相端的输

28、入电阻上没有直流电流。电流放大器的输出是一个基于分路上平均电流的“低频”误差信号和Icp信号。和电压模式控制电路的情形一样，此信号被拿来同振荡器的锯齿波信号进行比较，PWM比较器将根据这两个输入信号生成一个占空比。乘法器的交流参考信号输出(Vi)表示了图3中的PFC转换器的输入电流波形、相位和比例系数。PWM控制器模块的任务是使平均输入电流与参考匹配。为此，一个叫做平均电流模式控制的控制系统将被应用在这些控制器中,这种方案如图4所示。由上述分析可以得出，对于不同的最终应用要求和主要的推动因素，PFC电路的选择会有所不同。直到最近，仅有一两种拓扑被广泛用于PFC实施。对于较高功率的电路而言，通常

29、选择的拓扑为在连续导电模式(CCM)下工作的升压转换器，并带有平均电流模式控制(ACMC)。对于较低功率的应用，一般使用临界导电模式(CRM)升压拓扑。因为内置PFC的电路应用范围已经拓展，所有对于更多样化的PFC解决方案的需求也正在不断增长。许多新兴的解决方案使用了成熟拓扑的变形，一些真正创新的技术也已涌现。 图2-5. 平均电流模式控制电路图2.3功率因数校正技术的发展趋势2.3.1 APFC控制电路硬件的发展趋势APFC控制电路的硬件形式正向两个方向发展，一是用于APFC的集成控制电路的研发，国外有多家公司生产用于APFC的专用集成控制器。集成控制器具有体积小、功能强、系统电路简单等优点

30、，因此得到了广泛应用。二是将控制电路的功能融合到整个AC/DC变换器系统中的电路形式。这种硬件形式不再附加控制器，甚至不再单设开关变换器，而是充分利用某一具体AC/DC变换器的特点，将开关变换器和集成控制器的功能融合到整个系统中去。这种硬件形式是AC/DC技术发展的新方向。2.3.2两级PFC技术的现状和发展趋势目前文献上研究的两级PFC技术一般都是指Boost PFC前置级和后随的DC/DC功率变换级。对Boost PFC前置级而言，研究的热点主要有两个，一是功率级的进一步完善，二是PFC控制的简化。因为在Boost电路中输出电压比输入电压高，所以最低的中间母线电压也必须大于最高输入电压的峰

31、值，这是由电网电压的范围决定的。在我国如果仅考虑单相输入且最高电压为270V，则该母线电压就须设置为385V400V。开关的开通损耗和二极管的反响恢复损耗在PWM硬开关工作状态下都回相当大，因此最大的问题是如何减少或者消除这两种损耗。相应地就有许多软开关Boost变换器理论的研究，现在较具代表性的有两种技术，其中一种是有源吸收技术，另一种是无源吸收技术。除了功率级的软开关技术研究外，另一个人们较为关注的研究方向是PFC的控制技术。目前最为常用的控制技术有三种，即平均电流控制Boost PFC、CCM/DCM边界控制Boost PFC以及电流箝位控制Boost PFC,下面研究平均电流控制Boo

32、st PFC。平均电流控制Boost PFC通过检测Boost电感电流并与正弦电流基准信号进行比较，所得的误差信号经放大后再与斜坡信号进行比较，产生PWM占空比信号去控制主开关，以实现单位功率因数和稳定输出电压。其中正弦电流基准信号由乘法器输出获得。这种技术的电压环带宽控制在20Hz以下，电流环则要求足够快的以满足不失真和低谐波的要求。优点是定频控制，功率因数较高；缺点是要检测电感电流，控制器外围参数设置和选择较为复杂。2.3.3单级PFC技术的现状和发展研究单级PFC技术的目的是减少元器件数量，降低成本，提高效率简化控制等。与传统的两级电路相比，省掉了一个MOSFET,但增加了一个二极管。另

33、外其控制采用一般的PWM方式，故相当简单。为了保证高输入功率因数，输入电感的电流应当为电流不连续模式，在这里控制器的作用是保证快速、稳定输出。功率因数的高低、谐波电流的高低与电感L的大小和电路的拓扑结构密切相关，这就是近年研究单级PFC结构的真正动机。单级PFC技术的研究仍呈上升的趋势，原因是其性能尚未打到最优，许多问题有待进一步解决。2.3.4三相PFC技术的发展依据目前三相PFC技术的发展情况，在今后几年三相PFC技术的发展热点问题将主要集中在几个方面：新的拓扑结构的提出；新的控制方法；将其他开关电路组合到三相PFC电路中；研究磁放大式PFC技术；软开关技术。2.4本章小结有源功率因数校正

34、技术蓬勃发展，平均电流型有源功率因数校正技术适用于大功率，成为工业设计中首选方式。 第3章 单项功率因数校正技术我们这里介绍的功率因数校正技术由于使用了有源器件，所以叫做有源功率因数校正（Active Power Correction）。一般地讲，所有的变流器拓扑，如Buck、Boost、Flybick、Cuck等都可以用作PFC的主电路。但是，由于Boost电路的特殊特点。是他用于PFC较其它电路更为广泛。我们这里也以Boost电路为背景，介绍PFC的基本原理和实现方面的问题。3.1Boost型PFC电路的构成及特点3.1.1Boost型PFC电路的构成Boost型有源功率因数校正电路的构成

35、示于图3-1。它是在不控整流桥之后接Boost（DC/DC）变换器电路构成。图3-1 Boost型PFC电路原理图PFC的工作原理如下：主电路的输出电压和基准电压比较后，送给电压误差放大器，然后以整流电压的检测值作为调制信号，与电压误差放大器的输出电压信号共同加到乘法器进行调制，其输出值作为控制电感电流的给定信号。这个给定信号与电感电流检测（反馈）信号比较后，差值送给电流调节器。电流调节器的输出经过调制装换成与电流调节器输出信号成正比的占空比电平，控制开关工作达到使电感电流跟踪整流电压，从而实现功率因数校正的目的。输入电流越接近正弦电压，电流中的谐波含量就越少，功率因数也就越接近于1。3.1.

36、2 Boost型PFC的特点优点：1. 输入电流连续。EMI小。2. 有输入电感，抗瞬态冲击性强。3. 开关器件驱动容易（其源级参考点与电源零是一点）。4. 器件承受的电压不高于输出电压。缺点：1. 输出输入之间无绝缘隔离。2. 若开关二极管输出电容之间存在杂散电感（导线的分布参数），则高频工作时容易产生震荡过压。对开关安全运行造成危险。咋一看优点中的第四点和缺点中的第二点的提法互相矛盾，其实这是一个问题的两个方面。如果二极管的开关特性优异，开通时间很短，开关S、二极管D、输出电容的导线回路很短，基本上没有杂散电感，则通过二极管和电容就可以很好的实现对开关电压的钳位。反之，高频工作时就可能出现

37、高频振荡导致的瞬态过电压。其实在其它拓扑中也存在因分布参数导致的特殊问题，必须具体问题具体分析。3.2 Boost型有源功率因数校正的控制方法 对于图3-1的拓扑。实现功率因数校正有几种工作方式可供选择。从电感电流是否连续可分为CCM(Coutinuum Current Mode)模式和DCM（Disconnected Current Mode）模式两类。这里我们仅介绍CCM模式。CCM模式下工作的Boost型PFC仍有三种方式：电流峰值控制发、平均电流控制 发和滞环电流控制法。各种控制方法的区别主要体现在控制系统的构成上。3.2.1电流峰值控制法 电流峰值控制法的系统构成示于图3-2。电压环

38、的构成与图3-1没有区别，电流环的反馈电流取自电感电流，但开关的控制电平到低取决于电感电流峰值是否达到电流给定值。这样在控制上就保证了电感电流的峰值不超过给定的电流指令。由于电感电流连续且纹波很小的情况下电感电流峰值与平均电流很接近，因此这种方法可以很好地实现PFC。但是，需要注意的是，这个前提条件实际是要求输入电感必须足够大。因为开关的门极电平影响电感电流的高频调制，当开关闭合时电感电流上升，当电感电流达到指令电流值时开关断开，在下一个周期内，开关将再一次闭合重复工作。因此如果电感值不够大，电感电流将很快衰减，造成较大的电流谐波使电流波形的质量下降。 图3-2 电流峰值发控制的Boost型P

39、FC电路原理图另外，当电感电流以工频频率从零逐渐变化到最大值时，开关的占空比由大逐渐变小，占空比有时大于0.5，有时小于0.5，因此有可能产生谐波震荡（Sub-harmonic Oscillation）。为了防止震荡，必须在比较器的输入端正加一个斜率补偿器（Slope compensation）。峰值电流控制发的主要优点是：1 恒频控制2 电流连续，开关电流定额小。电流有效值小，EMI小3 控制易于实现4 可实现快速电流保护，由于开关电流的峰值就是电感电流的峰值，故可以用开关电流检测值实现控制峰值电流控制法的主要不足是：1 电感电流峰值与高频状态空间平均值之间的误差在一定条件下相当大，以至于无

40、法满足低谐波含量的要求2 另外峰值电流控制法对噪声相当敏感，这会对控制效果造成影响可以实现峰值电流控制的IC有ML4812、ML4819、TK84812、TK84819等。3.2.2平均电流控制法平均电流控制法的系统构成示于图3-3。它与峰值电流控制法的区别在于电流调节器。峰值电流控制法的电流控制器是由比较器实现的，而平均电流控制法的电流调节器是有一个积分调节其实现的。由积分的平均作用实现了对开关占空比的调节，使电流实现了平均值控制。由于电流调节器有较高的通频带，可以快速而精确地对电流误差进行校正，故容易实现接近于1的功率因数。实际上，要想使输入电流在工频半周期内的上升段和下降段都很好地跟踪直

41、流电压是有一定困难地，这是由于在恒频工作条件下两个阶段中导致电感电流的变化的外部条件是不同的。反映在峰值电流控制系统中是需要加入斜坡补偿函数，反映在平均电流控制中则是需要对电流环加入补偿网络。相比之下补偿网络的加入相对容易些。平均电流控制法的主要优点是：1 恒频控制2 电流连续，开关电流定额小。电流有效值小，EMI小3 能抑制开关噪声4 输入电流失真小平均电流控制法的主要不足是：1 控制电路复杂2 需要电流环补偿网络可用于电流平均控制的IC有：UC3854、TK83854、ML4821等。 图3-3 平均电流控制法的Boost型PFC电路原理图3.2.3滞环电流控制法滞环电流控制的系统构成示于

42、图4-4。这种控制方式与上述两种控制系统的区别在于实现电流和开关控制的电路由一个比例放大器和一个滞环比较器实现。当反馈电流与给定电流之差大于设置的滞环宽度时比较器翻转，对开关器件进行通断控制。由此不难看出其控制效果是使电感电流在给定的平均电流指令上下一定的误差带内。 图3-4 滞环电流控制法的Boost型PFC电路原理图滞环电流控制法的主要优点是：1 实现简单2 电流连续，开关电流定额小。电流有效值小，EMI小3 输入电流失真小滞环电流控制法的主要不足是：1 非恒频控制，对噪声较敏感3.3 UC3854A简介UC3854A是一种高功率因数校正器(或称预调器)集成控制电路芯片。它的主要特点是:可

43、以控制AC-DC BOOST PWM变换器的输入端功率因数接近于1；限制输电流的THD小于3%；采用平均电流控制方法；恒频控制；电流放大器的频带较宽(5MHz)等。UC3854A包括:电压放大器VA、模拟乘法除法器M、电流放大器CA、固定频率脉宽调制器PWM、功率MOS管的门极驱动器、7.5伏基准电压、以及软启动、输入电压前馈、输入电压钳位、过电流比较器等。3.3.1 UC3854A的主要特点UC3854是一款高功率因数的集成控制电路，其主要特点如下：（1）采用升压PWM控制，功率因数接近1。（2）宽限输入，线电压前馈调整，线电流畸变小于3%。（3）采用定额平均电流模式控制。 （4）内置高频宽

44、带放大器，失调电流小。（5）启动电流进一步降低，仅为300uA。（6）乘法器/除法器性能进一步提高。（7）具有电流放大器电压放大器输出钳位功能。（8）内置使能比较器，速度精度都进一步提高。（9）欠压锁定阀值可选。3.3.2 UC3854A的内部结构UC3854芯片集成电路的内部结构如图3-5所示，它为电源提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来钳制非正弦的电流变化，能最佳的利用供电电流使电网电流失真最小。UC3854主要包含一个电压放大器、一个模拟乘法器、一个电流放大器、一个恒频脉宽调制器（PWM）。另外，UC3854还包含一个功率兼容的栅极驱动器、7.5V参考电压、电网预置器、负载变化比较

45、器、低电源检测器和过流比较器。现对UC3854内部的各个功能模块介绍如下：欠压封锁比较器（UVLC）：电源电压高于16V时，基准电压建立，振荡器开始震荡，输出级输出PWM脉冲。当电源电压低于1V时，基准电压中断，振荡器停振，输出级被锁死。使能比较器（EC）：使能脚（10脚）输入电压高于2.5V时，输出级输出驱动脉冲，使能脚输入电压低于2.25V时，输出级关断。以上两比较器的输出都接到与门输入端，只有两个比较器都输出高电平时，基准电压才能建立，器件才输出脉冲。图3-5 UC3854A内部结构电压误差放大器（VEA）：功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后，加到该放大器的反相输入端，与7.5V基准

46、电压比较，其差值经放大后加到乘法器的一个输入端（A端）。乘法器（MUL）：乘法器输入信号除了误差电压外，还有与已整流交流电压成正比的电流 (B端)和前馈电压。电流误差放大器（CEA）：乘法器输出的基准电流和两端产生基准电压。电阻两端压降与两端电压想减后的电流取样信号。加到电流误差放大器的输入端，误差信号经放大后，加到PWM比较器，与振荡器的锯齿波电压比较，调整输出脉冲的宽度。振荡器（OSC）：振荡器的振荡频率由14脚和12脚外接电容和电阻决定，只有建立基准电压后，振荡器才开始震荡。PWM比较器（PWM COMP）：电流误差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经该比较器后，产生脉宽调制信号，该信号

47、加到触发器。触发器（FLIP-FLOP）：振荡器和PWM比较器输出信号分别加到触发器的R、S两端，控制触发器输出脉冲，该脉冲经与门电路和推拉输出级后。驱动外接的功率MOSFET。基准电源（REF）：该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器控制，当这两个比较器都输出高电平时，9脚可输出7.5V基准电压。峰值电流限制比较器（LMT）:电流取样信号加到该比较器的输入端，输出电流达到一定数值后，该比较器通过触发器关断输出脉冲。3.3.3 引脚说明UC3854A采用16管脚或20管脚封装，下面以16脚为例进行介绍： 图4-6 UC3854A 16管脚图（1）Gnd:信号地。实际应用中，Vcc和REF与该段

48、之间接旁路电容。另外由于该端还与振荡器定时电容相连构成放电回路，因此该端与定时电容之间的引线应尽可能短。（2）PKLMT:峰值电流限幅信号输入端。该端是电流限幅比较器的反相输入端，通过电阻分压器与电流检测电阻相连。电流检测电阻与电流互感器相连，电流互感器采用负电压输出结构。PKLMT引脚的阀值电压为0。电阻分压器中位于该端与9脚之间的电阻相当于补偿电阻，能够使负的电流检测信号的电位升至地电平。（3）CA OUT 电流误差放大器输出端。该端对线电流进行检测，生成相应的PWM信号，实现对电流波形的校正。需要的时候，电流误差放大器的输出信号可以接近地电位，以实现零占空比。在控制器被禁止时，电流误差放

49、大器能保持正常工作状态。电流误差放大器的输出级由射极跟随器构成，并通过一8K欧电阻接地。（4）Isense 电流检测信号输入端。该端电流误差放大器的反相输入端。电流误差放大器在其反相输入端和非反响输入端上输入的信号为负也能正常工作。但由于着两个输入端采用的是二极管保护，因此两个输入端的电位不可低于-0.5V。（5）Mult Out乘法器输出端。也是电流误差放大器的非反响输入端。乘法器输出的是电流信号，与误差放大器的非反响输入端同样，都具有高阻抗特性，因此误差放大器可以构成差动放大器以抑制地噪声（6）IAC 交流电流信号输入端。该段是乘法器唯一直接与外部相连的输入端，标称电压为6V，用于实现对瞬

50、时输入线电压的检测。该段通过两只外接电阻分别与REF和整流输出电压相连。如果与REF相连的电阻阻值是整流电压输出端相连电阻阻值的1/4，6V的失调电压将被完全抵消，此时线电流的交越失真最小。（7）VA OUT 电压误差放大器输出端。与电流误差放大器输出端一样，在控制器被禁止时，电压误差放大器同样能保持正常工作。这意味着，跨接在电压误差放大器上的大容量反馈电容，在控制器被瞬间禁止的周期内仍将保持充电状态。当电压误差放大器的输出低于1V时，乘法器的输出端在控制器内部被箝位在5.8 V.电压误差放大器的输出级也由射极跟随器构成，并通过一8K电阻接地。（8）Vrms 线电压有效值信号输入端。升压PWM

51、调节器的输出信号与输入线电压成正比，当输入窄带升压PWM调节器的线电压发生变化时，升压PWM调节器的输出信号会立刻改变，并缓慢地回复到稳压值。如果Vrms上的电压信号与输入线电压的有效值成正比，就能实现对线电压变化的补偿。为获得最佳控制效果，Vrms上的电压取值范围应在1.53.5V之间。（9）Vref 基准电压输出端。该端是7.5V精密基准电源的输出端，能够提供10mA的驱动电流，并具有短路电流限幅功能。当Vcc上的电压过低或ENA为低电平时，基准电压输出端被禁止。为提高基准电压的稳定性，需在Vref和Gnd之间外接一电容，容量不低于0.1F。（10）ENA 使能端。该端是逻辑电平输入端，用

52、于控制升压PWM控制器、基准电源和振荡器的工作状态，同时还能够去除软启动箝位，使SS上的点位上升。外接+5V偏置电压或22k上拉电阻后，该端失效。注意在实际应用中，不能用使能端代替升压PWM调节器的快速关断保护电路。（11）Vsense 电压检测信号输入端。该端是电压误差放大器的反相输入端，通过电阻分压网络与前置变换器输出端相连。同时外接反馈网络。（12）Rset 振荡器定时电阻接入端。外接的定时电阻决定了振荡器的充电电流以及乘法器的最大输出电流。乘法器的最大输出电流不能超过3.75/Rset.（13）SS 软启动电容接入端。外接软启动电容。当控制器出于禁止状态，或Vcc上的电压过低时，SS上

53、的电位将保持在地电位。一旦控制器被激活，同时Vcc的电压打到正常水平，则控制器内部14A电流源将对软启动电容进行充电，SS上的电压逐步升至8V以上。如果SS上的电压低于REF上的基准电压，SS将作为电压误差放大器的基准输入。在软启动电容作用下，电压调节放大器的基准电压逐步上升，PWM占空比也逐渐增大。当控制器被禁止或发生掉电故障时，SS将快速放电至地电位，同时终止PWM脉冲。（14）Ct 振荡器定时电容接入端，该端外接振荡器定时电容。振荡器频率由下式决定（15）Vcc 偏置电源接入端。实际应用中，该端接入的偏置电源的电压应高于17V，电流超过20mA，否则控制器将不能正常工作。为了吸收对升压功

54、率MOSFET栅极电容充电时引发的电流尖峰，该端外接旁路电容。为了保证栅极驱动信号能够驱动升压功率MOSFET，控制器只有在Vcc上的电压超过欠压锁定下限阀值时才开始工作。（16）GT Drv 栅极驱动信号输出端。升压PWM调节器输出级由图腾柱式功率MOSFET栅极驱动电路构成。该端在控制器内部被箝位于15V,即使Vcc超过35V，控制器仍能正常工作。为了防止过冲，该端与升压功率MOSFET栅极之间应串接一只阻值大于5的限流电阻。但是需要注意的是，在驱动容性负载时，适当的过冲也是必要的。 在对UC3854A的各个端子的外电路进行设计时，必须充分考虑在该芯片中有三个端子需要附加肖特基二极管来进行

55、保护:对于16-GT DRV(门极驱动端)，需要一个额定电流为3安培的肖特基二极管来进行保护，以避免芯片受到高频开关器件所产生的寄生电感的影响。对于5-MULT OUT(乘法器输出端)和2-PKLMT(峰值限制端)，分别需要一肖特基二极管来进行钳位，以便于在出现非正常的过电流和功率上升时产生浪涌电流的时候，对芯片进行保护。3.4本章小结本章主要介绍了Boost型功率因数校正电路的工作原理及其典型的几种控制策略，对比各个电路的优、缺点，我们选择平均电流型Boost型功率因数校正电路，并简单介绍了平均电流型Boost型功率因数校正电路所用到的控制的ICUC3854A。第4章 仿真Boost型功率因数校正电路上张我们详细分析了各种类型的Boost型功率因数校正电路，下面我们就对平均电流型Boost型功率因数校正电路电路分别加以仿真和分析。4.1 主电路参数设置本题目的技术指标：（1）额定输出功率Po：1000W（2）交流输入电压范围：160V AC264V AC（3）电网频率范围：501Hz（4）输出直流电压Uo：400V（5）开关频率fs：50KHz（6）效率：95%4.1.1 额定参数参数额定值单位偏置电压Vcc22V栅极驱动电流，连续0.5A栅极驱动电流，占空比0.51.5A