第4章 高频功率放大电路

1、第4章 高频功率放大电路讲授内容：4.1 概述4.2 丙类谐振功率放大电路4.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路4.4 集成高频功率放大电路及应用简介4.1概述电路:将直流电源能量转换成输出信号能量装置1、分类：按频率高低分为低频功率放大电路和高频功率放大电路。按其工作频带宽窄分为宽带功率放大电路和窄带功率放大电路，其共同点为输出功率大、效率高和非线性失真小。2、高频窄带功率放大电路特点：（1）工作频率高，但相对频带窄；（2）放大器工作于丙类状态，其电流的流通角小于1800；（3）负载采用具有滤波能力的调谐回路；（4）电路分析，由于是非线性电路，常用图解法和解析近似分析法，其中最常用的是解

2、析近似分析法中的折线法。3、丙类谐振功率放大电路：具有输出功率大、效率高和非线性失真小，且具上述4个特点功率放大电路称为丙类谐振功率放大电路，属于谐振功放之一。4、宽带功率放大电路：功放工作在甲类状态，利用传输线变压器等作为匹配网络，采用功率合成技术增大输出功率。本章着重讨论丙类谐振功率放大电路的工作原理、动态特性和电路组成。同时简要介绍高频宽带功率放大电路和集成高频功率放大电路的一些实例。4.2丙类谐振功率放大电路4.2.1 工作原理 电路如图示：设输入信号是单频正弦波，输出回路调谐在输入信号的相同频率上。则：UBE=VBB+Ub=VBB+Ubmcost UCE=VCC+Uc=VCC-Ic1

3、mRcost=VCC-Ucmcost设集电极电源提供的直流功率PD，谐振功放输出交流功率Po、集电极效率和集电极功耗PC则: PD=VCCIC0PC=PD-Po说明：1、要增大P0，在 不变的情况下，需增大Ic1m ；当器件确定时，就是要增大输入信号振幅Ubm2、要提高效率，需增大Ic1m或减小IC0(减小IC0即减小集电极功耗，通过降低静态工作点可以实现)。由上知，增大输入信号振幅和降低静态工作点是实现大功率高效率的两条重要途径。图示是三种不同静态工作点情况时晶体管转移特性分析。其中QA、QB和QC分别是甲类、乙类和丙类工作时的静态工作点。在甲类工作状态时，为保证不失真，必须满足Ic1mIC

4、0，又UcmVCC(忽略晶体管饱和压降)，所以可计算出，最高效率为50%。 在乙类工作状态时, 集电极电流是在半个周期内导通的尖顶余弦脉冲, 可以用傅氏级数展开为: iC=IC0+Ic1mcos 20t+Ic2mcos20t+由此 可求得在Ucm=VCC时的最高效率 随着基极偏置电压VBB逐渐左移，静态工作点逐渐降低，晶体管的工作状态由甲类、乙类而进入丙类。此时将晶体管特性曲线理想化，用折线来代替，称为折线近似分析法。图示是将晶体管转移特性折线化，以此分析丙类工作状态。由图可以得到iC的分段表达式：iC= g(uBE-Uon) uBEUon0 uBEUon 如果将输入信号在一个周期内的导通情况

5、用对应的导通角度2来表示，则称为导通角。可见，0180在放大区，可得: iC=g(VBB+Ubmcost-Uon) 当t=时，有 iC=0，此时可得: =arccos当t=0时，有 iC=Icm ，则此时可求得: 从iC的表达式可以看出，这是一个周期性的尖顶余弦脉冲函数，因此可以用傅里叶级数展开，即iC=IC0+Ic1mcost+Ic2mcos 2t+Icnmcos nt+。若ICm固定， 则分解系数只是的函数， 通常表示为：IC0=ICm0()、 Ic1m=ICm1()、 Ic2m=ICm2()、 其中0()、1()、2()， 被称为尖顶余弦脉冲的分解系数。图示为在0180范围内的分解系数曲

6、线和波形系数曲线。 波形系数：g1()= 若定义集电极电压利用系数 ，可以得到集电极效率和输出功率的另一种表达式: 说明:1、由图可以看出，在回路等效总电阻R和脉冲高度ICm相同时，丙类的输出功率比甲类、甲乙类和乙类要小，但是丙类的集电极效率比它们都要高。2、从上分析和图示情况知，导通角越小， g1越大，效率越高，但1却越小，输出功率也就越小。所以要兼顾效率和输出功率两个方面，选取合适的导通角。一般以70作为最佳导通角，此时的集电极效率可达到85.9%， 可以兼顾效率和输出功率两个重要指标。例3.1在图3.2.3中, 若Uon=0.6V，g=10mAV，ICm=20mA，又VCC=12V，求当

7、分别为180，90和60时的输出功率和相应的基极偏压VBB，以及为60时的集电极效率。(忽略集电极饱和压降)解： 由()曲线可查得:0(60)=0.22，1(180)=1(90)=0.5，1(60)=0.38因为： Ucm=VCC=12V所以：当甲类工作时(=180)：Ic1m=0.520=10mA，Po= 1012=60mW当乙类工作时(=90)：Ic1m=0.520=10mA， Po= 1012=60mWVBB=0.6V当丙类工作时(=60)： Ic1m=0.3820=7.6mA，Po= 7.612=45.6mW IC0=0.2220=4.4mA， = 4.2.2 性能分析 设输入是振幅为

8、Ubm的单频余弦信号，输出单频余弦信号的振幅为Ucm uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcost uCE=VCC+uc=VCC-Ic1mRcost=VCC-Ucmcost又： iC= g(uBE-Uon) uBEUon 0 uBEUon由上述公式知，当晶体管参数确定以后， Ucm的大小与VBB、VCC、R和Ubm四个参数有关。在输出特性图中，截止区和饱和区内的动态线分别和输出特性中截止线和临界饱和线重合(其中临界饱和线斜率为gcr)，放大区内的动态线是一条其延长线经过Q点的负斜率线段AB。其表达式可用以下步骤求出： 代入iC= g(uBE-Uo n)式，经整理可得：iC= -gd(uCE-V

9、0)因为：Ic1m=ICm1()，1 负载特性VBB、VCC和Ubm三个参数固定，R发生变化，动态线、Ucm以及Po、等性能指标随之变化规律称为谐振功放的负载特性。由图示知， VBB和VCC固定意味着Q点固定, Ubm固定则也固定。此时放大区动态线斜率1/Rd 将随R而变化。图中给出了三种不同斜率情况下的动态线。说明：1、动态线A1B1：斜率较大， R较小，与特性曲线相交于放大区，此时输出电压振幅Ucm较小，晶体管工作在放大区和截止区，其工作状态称为欠压状态。此时输出功率和效率都比较低。2、动态线A2B2：斜率较小， R较大，与特性曲线相交于饱和区和放大区的交点处,此时输出电压振幅Ucm比Uc

10、m1增大，晶体管工作在临界点、放大区和截止区，其工作状态称为临界状态。此时输出功率最大，效率也较高，称为最佳工作壮态。3、动态线A3B3：斜率最小, R最大，此时的输出电压振幅Ucm比Ucm2略为增大, 晶体管工作在饱和区、放大区和截止区，其工作状态称过压状态。此时负载变化时，输出电压比较平稳，在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所减小。另iC波形的顶部发生凹陷, 是由于进入过压区后转移特性为负斜率而产生的。5、随着R的逐渐增大, 动态线的斜率逐渐减小,晶体管工作状态由欠压状态进入临界状态, 再进入过压状态。在临界状态时, 输出功率Po最大, 集电极效率接近最大, 所以是最佳工作状态。 2

11、放大特性VBB、VCC、R三个参数固定，输入Ubm变化，Ucm以及Po、等性能指标随之变化的规律被称为放大特性。图示利用折线化转移特性给出了丙类工作时iC波形随Ubm变化的关系并给出了Ucm、Ic1m和Ic0与Ubm的关系曲线。由于Ubm的变化导致的变化, 从而使输出特性欠压区内动态线的斜率发生变化,说明：1、在欠压状态时，Ucm随Ubm增大而增大，同时也随之增大， 使iC脉冲的宽度和高度都随之增大，其变化规律为非线性关系.2、当处于甲类或乙类工作状态时, 固定为180或90，Ucm不会随Ubm的变化而变化，此时Ucm与Ubm才成正比关系。3、在过压状态, 随着Ubm增加，Ucm几乎保持不变。

12、 3 调制特性 (1) 基极调制特性：VCC、R和Ubm固定， 输出电压振幅Ucm随基极偏压VBB变化的规律被称为基极调制特性。VBB的变化与ub的振幅Ubm的变化对输出电流iC和输出电压振幅Ucm的影响类同。基极调制的目的是使Ucm随VBB的变化规律而变化, 所以功放应工作在欠压状态， 才能使VBB对Ucm有控制作用。 (2) 集电极调制特性。VBB、 R和Ubm固定，Ucm随VCC变化的规律被称为集电极调制特性。 由图(a)可见，VCC的变化使得静态工作点左右平移，从而使欠压区内的动态线左右平移， 动态线的斜率不变。 由图(b)可见，在欠压状态时,当VCC改变时， Ucm几乎不变。 在过压

13、状态时，Ucm随VCC而单调变化。所以， 此时功放应工作在过压状态，才能使VCC对Ucm有控制作用，即振幅调制作用。 4 结论(1) 若对等幅信号进行功率放大， 应使功放工作在临界状态， 此时输出功率最大， 效率也接近最大。(2) 若对非等幅信号进行功率放大，应使功放工作在欠压状态，但线性较差。若采用甲类或乙类工作, 则线性较好。(3) 丙类谐振功放在进行功率放大的同时，可进行振幅调制。若调制信号加在基极偏压上，功放应工作在欠压状态；若调制信号加在集电极电压上，功放应工作在过压状态。(4) 回路等效总电阻R直接影响功放在欠压区内的动态线斜率, 对功放的各项性能指标关系很大, 在分析和设计功放时

14、应重视负载特性。例3.2某高频功放工作在临界状态, 已知VCC=18V， gcr=0.6 AV， =60，R=100，求输出功率Po、直流功率PD和集电极效率。 解： Rd=1(60)(1-cos 60)100=19 4.2.3直流馈电线路与匹配网络1. 直流馈电线路直流馈电线路可分为串联馈电和并联馈电两种基本电路形式。串联馈电：是指晶体管、直流电源和回路三部分串联。并联馈电：是指这三部分并联。但二种电路形式，直流偏压与交流电压总是串联迭加的。 设交流电压是单频信号，即满足： uBE=VBB+Ubmcost, uCE=VCC-Ucmcost(1) 集电极馈电线路。 图3.2.11给出了集电极馈

15、电线路的两种基本形式。 图中的高频扼流圈Lc和高频短路电容Cc、Cc1、Cc2的作用在于阻止高次谐波流过直流电源并为其提供短路通道, 以免高次谐波影响直流电源的稳压性能。 串联馈电方式的优缺点：Lc和Cc处于高频地电位, 它们对地的分布电容不会影响回路的谐振频率；但是电容器C的动片不能直接接地, 安装调整不方便。并联馈电方式的优缺点：Lc和Cc1不处于高频地电位, 它们对地的分布电容直接影响回路的谐振频率, 但回路处于直流地电位, L、C元件可接地, 故安装调整方便。 (2) 基极馈电线路。丙类谐振功放, 通常采用自给偏压方式。图示给出了几种基极馈电线路, 在无输入信号时, 自给偏压电路的偏置

16、为零， 随着输入信号的逐渐增大, 加在晶体管be结之间的偏置电压向负值方向增大。由此可见, 乙类功放不能采用自给偏压方式。 2 、匹配网络功能：在要求的信号频带内进行有效的阻抗变换并充分滤除无用的杂散信号，使谐振功放输入端从信号源或前级功放得到有效的功率，输出端向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求。具体应用时，根据实际需要使功放工作在临界点、 过压区或欠压区，为了产生良好的选频匹配效果, 常采用多节匹配网络级联的方式。例3.3 分析图示工作频率为175 MHz的两级谐振功率放大电路的组成及元器件参数。 解： 两级功放的输入馈电方式均为自给负偏压, 输出馈电方式均为并馈。此电路输入功率

17、Pi=1W, 输出功率Po=12W, 信号源阻抗Rs=50, 负载RL=50。其中第一级输出功率Po1=4W, 电源电压VCC=135 V。两级功放管分别采用3DA21A和3DA22A，均工作在临界状态, 饱和压降分别为1V和1.5V。各项指标满足安全工作条件。其二级回路等效总阻抗分别应该为:3DA21A和3DA22A的输入阻抗分别为R2=7和R4=5, 故RSR2, R1R4, R2RL, 即不满足匹配条件, 所以在信号源与第一级放大器之间、第一级放大器与第二级放大器之间分别加入T型选频匹配网络(C1、C2、L1和C3、C4、L2), 在第二级放大器与负载之间加入倒L型选频匹配网络(C5、L

18、3、C6)。 三个选频匹配网络的输入阻抗分别是R1、R3和R5。由于晶体管参数的分散性和分布参数的影响, C1C6均采用可变电容器, 其最大容量应为计算值的23倍。对于400MHz以上的超高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使用微带线和LC元件混合组成。 微带线又称微带传输线, 是用介质材料把单根带状导体与接地金属板隔离而构成, 图示为其结构示意图。微带线的电性能, 如特性阻抗、带内波长、损耗和功率容量等, 与绝缘基板的介电系数、基板厚度H和带状导体宽度W有关。实际使用时, 微带线是采用双面敷铜板, 在上面作出各种图形, 构成电感、电容等各种微带元件, 从而组成谐振电

19、路、 滤波器以及阻抗变换器等。 4.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路宽带高频功率放大电路采用传输线变压器（非调谐宽带网络）作为匹配网络，使功放的最高频率扩展到几百兆赫甚至上千兆赫且进行线性放大。由于无选频滤波性能, 故宽带高频功放只能工作在非线性失真较小的甲类或乙类状态, 效率较低。所以, 宽带高频功放是以牺牲效率来换取工作频带的加宽。 4.3.1传输线变压器 1、 宽频带特性普通变压器上、下限频率的扩展方法是相互制约的，而 传输线变压器是基于传输线原理和变压器原理二者相结合而产生的一种耦合元件。它是将传输线(双绞线、带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯上构成的, 以传输线方式与变压

20、器方式同时进行能量传输。在以传输线方式工作时, 信号从、 端输入, 、 端输出。如果信号的波长与传输线的长度可以相比拟, 两根导线固有的分布电感和相互间的分布电容就构成了传输线的分布参数等效电路。若传输线是无损耗的, 则传输线的特性阻抗：图(b) 和图(c) 中分别是传输线方式和变压器方式的工作原理图，图(d)中是用分布电感和分布电容表示的传输线分布参数等效电路。 其中：L、C分别是单位线长的分布电感和分布电容。 当Zc与负载电阻RL相等，则称为传输线终端匹配。在此无耗、 匹配情况下, 若传输线长度L与工作波长相比足够小(Lmin8)时, 可以认为传输线上任何位置处的电压或电流的振幅均相等,

21、且输入阻抗Zi=Zc=RL, 故为11变压器。 可见, 此时负载上得到的功率与输入功率相等且不因频率的变化而变化。在以变压器方式工作时, 信号从、端输入, 、端输出。由于输入、输出线圈长度相同, 从图(c)可见, 这是一个11的反相变压器。当工作在低频段时, 由于信号波长远大于传输线长度, 分布参数很小, 可以忽略, 故变压器方式起主要作用。由于磁芯的导磁率高, 所以虽传输线较短也能获得足够大的初级电感量, 保证了传输线变压器的低频特性较好。当工作在高频段时, 传输线方式起主要作用, 在无耗匹配的情况下, 上限频率将不受漏感、 分布电容、 高导磁率磁芯的限制。 而在实际情况下, 虽然要做到严格

22、无耗和匹配是很困难的, 但上限频率仍可以达到很高。由以上分析可以看到, 传输线变压器具有良好的宽频带特性。 2 阻抗变换特性 图示为41传输线阻抗变换器的原理图。在无耗且传输线长度很短时，传输线变压器输入端与输出端电压相同为 ，流过的电流均为所以，当负载RL为特性阻抗Zc的1/2 时，传输线变压器可以实现41的阻抗变换。故此时的终端匹配条件是RL= ZC /2 。 其中Zi是指、 端之间的等效阻抗。利用传输线变压器还可以实现其它一些特定阻抗比的阻抗变换。 注意不同阻抗比时的终端匹配条件不一样。图示为一个两级宽带高频功率放大电路, 其匹配网络采用三个传输线变压器。由图可见, 两级功放都工作在甲类

23、状态， 并采用本级直流负反馈方式展宽频带, 改善非线性失真。三个传输线变压器均为41阻抗变换器。 前两个级联后作为第一级功放输出匹配网络，总阻抗比为161，使第二级功放的低输入阻抗与第一级功放的高输出阻抗实现匹配。第三个使第二级功放的高输出阻抗与50的负载电阻实现匹配。 4.3.2 功率合成功率合成技术:多个功放同时对输入信号进行放大, 然后将各个功放的输出信号相加，而得到的总输出功率远远大于单个功放输出功率。此总输出功率可达几百瓦甚至上千瓦的高频输出功率。要求：理想的功率合成器不但应具有功率合成的功能, 还必须在其输入端使与其相接的前级各率放大器互相隔离, 即当其中某一个功率放大器损坏时, 相邻的其它功率放大器的工作状态不受影响, 仅仅是功率合成器输出总功率减小一些。下图示为一个功率合成器原理方框图。利用传输线变压器可以组成各种类型的功率分配器和功率合成器, 且具有频带宽、结构简单、插入损耗小等优点, 然后可进一步组成宽频带大功率高频功放电路。 4.4 集成高频功率放大电路及应用简介在VHF和UHF频段,日本三菱公司的M57704系列、美国Motorola公司的MHW系列便是其中的代表产品。这些功放器件体积小, 可靠性高, 外接元件少, 输出功率一般在几瓦至十几瓦之间。下表列出了Motorola公司集