二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析.

1、二极管钳位型三电平变换召开关损天分析lK7ll 11 ! ! 1 丄 vaanvatausv. r ：| m.te Q. XX8 * KJIAX Mte. Ah“7 W XM! mi tt tea ! Bit It *A4iiira*4. ，fl MC iani4MHMia !* 02da3口电 /， MBMI*OeXH14iHi4HM。 R UUaaKA *；!A ARCH W翼. ICO tiRirt“妬杓f RM fMttM0.S1, maat tarimw IVHV qwc*u“QdV BKMUCc&fllQ. 4t4 wifw、 mt i 枪儿r lx(I (耳.2片.0.仲CJUI

2、* ua r*Z Kt !.、jcaMn - “aa # m*4H uar.l lY anv ！!* 3M 恤 MfrtaiMfeU 4 a*t*4 I. 4wm 4L*U41K 4llb YMBVV xaaimiai了： w ACT ubt HMM aff.uwtena ! 11 nt na.入k. .身CT _ M.gAy *y i r * 1a.x.swr勺只 SSfK% ：Al金严金f 二fv ya. it* 4“&，,人“Jr*Ub1 吃咛吟心中toM tell iAA. W 岳釦if处 K* MllitfiM * *, 冷50 W ” PHI J介7 u jj W. 0U.M4 M

3、Rma ionZ.M!tof! _. kMMMV04an an iiu wiiar cjiaii: AWQf匚 rt jotsnsr t n ：! (WA j tC.H.tHlt R. ft几r4l ( r n aagiu催奇!( 輸)“ & . 91KaiV厶出X*1M MtTcaw .* ra. ULM4. M4M1M A J二w -r- na - tm 击*- t* a Z-VffllttA HAif氧Lb、 * 1J 卜J二工情圭nil电.一鼻 JaulFl # *41- . tl IfltlHJl.-L . h i 4 i A I ! . Hr 4J HUlimUtHtn. 3UM_

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5、3卷第2期陈权等二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析表3 Tab.3功率损耗计算值与测量值比较 Comparis on of calculated and measured switch ing losses类 别 计算值 /W 5.6762 1.1241 0.0455 0.0135 41.2368测量值 /W 5.30 0.91 0.10 0.03 38.16 73误差（%）7.1 23.5 54.5 55 8.1 VT 1 开关损耗 VT 2 开关损耗 VD 5 开关损耗VD 1开关损耗三电平总开关损耗（a）开通状态电压、电流模拟波形 5 结论尽管半导体器件开关能量损耗可以从制造商提供的产

6、品资料中获得，但是在实际应用中因电路拓 扑结构和安装方式不同，损耗性能有很大差别，所以一般需要实际测量。由于开、关暂态通常持续几fs ,甚至只有几百ns,给精确计算损耗带来了困难。本文提取测量波形的特性参数，建立了器件开关状态电压、电流模型，从而为精确计算开关损耗提供了可能。由于所建立的开关模型均由波形的特性参数表达，所以也可以利用此模型根据产品资料提供的参数进行开关损耗估计。另外，在分析二极管钳（b）关断状态电压、电流模拟波形 位型三电平变换器中各传导器件工作机理的基础 上，利用所建立的开关模型，对此类变换器的开 关损耗进行了研究。值得指出的是，文章提出研究三电平变换器开关损耗方法可拓展到其

7、他多电平变换 器开关损耗研究中去。参考文献1 Bierhoff M H, Fuchs FW. Semiconductor losses in voltage source and current source IGBT converters based on analytical derivationC. PESC 04, Aachen, Germany, 2004, 4: 2836-2842. 2明正峰 , 倪光正 , 钟彦儒 . 软开关技术三相 PWM 逆变器及效率的分析研究 J. 电工技术学 报 , 2003, 18 （ 4 ） : 30-34. Ming Zhengfeng, Ni G

8、uangzheng, Zhong Yanru. Analysis and study of soft-switched inverter and its efficiencyJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2003, 18（ 4 ） : 30-34. 3 Aghdam M G H, Fathi S H, Ghasemi A. The analysis of conduction and switching losses in three-phase OHSW multilevel and switching losses i

9、n switching functionsC. IEEE PEDS, 2005: 209-218. 4 Sibylle D, Steffen B, Dietmar K. Power loss-oriented 图 7 Fig.7 IGBT 开关状态模拟 波形 Simulated waveforms of IGBT turn-on and turn-off 在直流侧电压 200V 和电流幅 值 25A 情形下测 量了 IGBT 、反并续流二极管和钳位二极管功率损 耗，同时根据 式（8）式（12）计算了相应功率损耗，结果比较见表3。开关功率损耗测量 值实际上 是通过对其工作电压和电流的测量计算而得

10、到的， 具体方法为：先由 TEK DPO4014 数字示波器测量 器件在一个周期内开关状态的电压和电流值，实时 计算出二者的乘积，然后在乘积曲线上取点进行曲 线拟合，得到一个以时间为函 数的关系式，根据此 关系式在开关时间内积分求得开关能量，进而求得 器件开关 功率损耗。另外，在表 3 中二极管开关损 耗计算值与测量值偏差相对较大，这是 因为由仿真 得到的计算值没考虑到更多的实际情况，在测量过 程中测量环境对测 量结果是有影响的，而且二极管 部分的开关损耗本来就很小。由于二极管的开关 损 耗占总损耗的百分比小， 对开关损耗估计影响不大。 测量结果与计算结果误差 在 10%以内，符合一般工 程要

11、求。74 电 工 技 术 学 报 evaluation of high voltage IGBTs and multilevel converters in transformerless traction applicationJ. IEEE Trans. on Power Elect., 2005, 20( 6 ) : 1328-1336. 2008年 2 月 附录 A ： IGBT 开通状态电压、电流表达式推导 由图 2 ， 可得时间关系式 t1(on = t0(on + td(on - tr / 8 t2(on = t1(on + 10tr / 8 t3(on = t2(on + K

12、D trr t4(on = t2(on + trr + tVtail 5 许 德 伟 , 朱 东 起 , 黄 立 培 , 等 . 电 力半 导 体 器 件和 装置 的功 率 损耗 研究 J. 清华 大 学学 报 , 2000, 40 ( 3 )： 5-8. Xu Dewei, Zhu Dongqi, Huang Lipei, et al. Power loss analysis of power semiconductordevices and power convertersJ. Journal of Tsinghua University, 2000, 40( 3 )： 5-8. ( 1

13、)在 t1(on ， t2(on 区域内， I c ( t 和 Vce ( t 可定 义为 I c (t = I1(on (1 - e -b1 (t -t1(on ( A-1) ( A-2 ) 6 曹建安 , 裴云庆 , 王兆安 . Boost PFC 电路中开 关器 件 的 损 耗 分 析与 计 算 J. 电力 电子技 术 , 2002, 21( 1 ) : 41-44. Cao Jian an, Pei Yunqing, Wang Zhao an. Analysis of power dissipation of switchingcomponents in Boost PFC circu

14、itJ. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2002, 21( 1 ) : 41-44. Vce (t = Vceo - V1(on (1 - e - b2 (t -t1(on 在此段时 间内电流几乎线性增长。假设电流增长至最后的稳定值为I 1(on =101 co，其中，Ico 为通态 电流，则 b 1=ln1.1/(1.25 tr 变化率 d I c /d t 求得( A-3) 7 8 Casanellas F. Losses in PWM inverters using IGBTsJ. IEE Proc.

15、Elect. Power Appl., 1994, 141 ( 5) : 235-239. Rajapakse A D, Gole A M, Wilson P L. Electromagnetic transients simulation of models losses for and accurate thermal representation switching 式( A-2 )中 V1(on 可由流过杂散电感 Lp 的电流 V1(on =4 LpI co/(5 tr 从而求得 ( A-4) 式 ( A-2) 中 b2 可假设 V1(on 在此期间衰减 90%， performanc

16、e in power electronic systemJ. IEEE Trans. on Power Delivery, 2005, 20( 1 ) : 319-327. 9 Lai J Sh, Leslie L, Ferrell J, et al. Characterization of HV-IGBT for high-power inverter applicationsC. IEEE Conf. IAS2005, 200-358, 21 .: 31707 Perantzakis G S,Xepapas F H, Manias S N. A new four-level PWM inv

17、erter topology for high power applications-effect of switching strategies on power losses distributionC. PESC 04, Aachen, Germany, 2004, 6: 4398-4404. 11林渭勋 . 现代电力电子电路 M. 浙江 : 浙 江大学出 版社 , 2002. 12 王群京，陈权，姜卫东 , 等 . 中点钳位型三电平逆变 器 通态损耗分析与推导 J. 电工技术学报 , 2007, 22 (3: 66-71. Wang Qunjing, Chen Quan, Jiang

18、Weidong, et al. Analysis and derivation of conduction losses in neutralpoint-clamped 22 (3: 66-71. three-level inverterJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, b 2=ln10/(1.25tr - b3 (t -t2(on 2 ( A-5 ) ( 2 )在t2(on ， t3(on 区段内，I c ( t 可定义为(t - t2(on e I c (t = I co + I T ( A-6) 上 式第二项

19、是由二极管反向恢复电流引起，所以 2 2 b 3 =1/ (2 K D trr 。根据在 t 3(on 时刻电流I c ( t达到峰值恢复电流可得=(I RM el 2 /( K D trr IT ( A-7)( A-8) 在此期间 Vce ( t 不变化，值为 Vce ( t=Vcep=Vceo- Lp(0.8I co/tr ( 3 )在 t3(on ， t4(on 期间内，反向恢复电流按 慢慢衰减， 直到 Vce ( t 衰减至饱和电压 值 Vces。 式 ( 2) 由于存在拖尾电压， 二者衰减降落的速率并不相同， 可分别 建立电流、电压表达式为 I c (t = I co + I RM

20、e Vce (t = V2(on e - a2 (t -t3(on -tVtail 2 - a2 (t -t3(on 2 -b4 (t - t3(on 2 ( A-9) ( A-10 ) + Vtail e Vce ( t 的衰减主要由 V2(on 和 Vtail 两部分变化组 成。由图 2 可知， Vtail 实际上可看作正比于 Vcep， 即 Vtail=kV(on Veep 则 V2(on 可表示为 0 kV(on 1 ( A-11)第 23 卷第 2 期陈权等 二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析 75 V2(on =Veep- Vtail ( A-12) 式( B-5 )中第二项表示

21、拖尾电流的变化，由图 根据在 t4(on 时刻 Vce ( t 下降至 Vees,可求得 b4 = 1 (trrb + tVtail In 2 10Vtail (trrb + tVtail 2 10Vees - V2(on 2 可认为 I 2(off 与 I eo 成正比，可表示为 I 2(off =I tail=kI (off I eo 0 IKoff v 1 ( B-6)( A-13 )附录B: IGBT关断状态电流、电压表达式推导根据图 2 所示的 IGBT 关断典型波形，可得 ? ?t2(off =t0(off +td(off - tf /8 ? ? ?t3(off =t2(off +

22、t Itail +(9tf /8 式( B-5 )中第一项是与 IGBT 结构中 MOSFET 有 关，其幅值为 I 1(off =I co- I tail 得(B-7)b 6、b 7 可根据 Ic ( t在 0.9Ico 和 0.1Ico 处的值来求 1 - k I (off ?8? b6 = ? ? ln 0.9 - k I (off ? tf ? 2 ( B-1)( 1) 在 t0(off ， t1(off 期间， I c ( t 保持为 I co， Vce ( t 按( B-2 )式规律变化 Vce (t = 0.1Vceo - Vces (t - t0 + Vces tVd b7 =