毕业设计（论文）DCDC变换器电路设计及仿真

1、西安欧亚学院本科毕业论文（设计）目 录第一章 绪 论11.1 研究背景11.2 课题意义2第二章 dc-dc工作原理22.1 dc-dc变换的概念22.2 变换器的工作方式22.3 dc-dc变换器的基本电路图及工作原理3第三章 整体方案以及电路的设计93.1 设计要求93.2 方案论证103.2.1 设计思路103.2.2 方案论证103.2.3 总体电路图设计113.3 主要器件介绍123.3.1 sg3524芯片的简介12sg3524133.3.2 驱动模块14第四章 电路装配以及调试154.1 设计亮点154.2 装调心得154.3 调试过程中所遇到的问题：154.4 性能测试结果16

2、4.4.1 开关特性测试16结束语19致辞20第一章 绪 论1.1 研究背景在人们的生活中，电力已成为与生产生活息息相关的一部分，在各个场合，人们都需要各式各样的电力来为其服务，然而并不是所有的电力都能在一开始就能满足需要，于是就要求有电力变换的过程。在电子设备领域中，通常将整流器称为一次电源，而将dc/dc变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成安全的直流电源。目前，在电子设备中用的一次电源中，传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代，高频开关电源通过mosfet或igbt实现高频工作，开关频率一般控制在50khz100khz范围内，实现高效率和小型化。电子设备中所用的

3、集成电路的种类繁多，其电源电压也各不相同,在电子供电系统中，采用高功率密度的高频dc/dc隔离电源模块,从中间主线电压变换成所需的各种直流电压，可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上，对二次电源的要求是高功率密度。因为电子设备容量的不断增加，其电源容量也将不断增加。 1.2 课题意义(1) dc/dc变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约2030的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用

4、(开关电源),同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。(2) dc/dc变换器是一种能高效实现直流到直流功率变换的混合集成功率器件，主要采用了高频功率变换技术，即将直流电压通过功率开关器件变换成高频开关电压，且输入与输出之间完全隔离。该产品主要应用于航空、航天、通信、雷达、以及其他所有采用分布式供电体系的领域。(3) 直流-直流变换器（dc/dc）广泛应用于各个领域，按额定功率的大小来划分，dc/dc可分为750w以上、750w1w和1w以下3大类。进入20世纪90年代，dc/dc变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高，其中6w25wdc/dc变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流

5、测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，dc/dc变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251w750w的dc/dc变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，dc/dc变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。 第二章 dc-dc工作原理2.1 dc-dc变换的概念dc-dc变换即直流斩波，将直流电压变成固定或可调的直流电压。2.2 变换器的工作方式变换器的工作方式分为以下五种:(1) 正激变换器 在buck电路的开关管与续流二极管之间加入变压隔离器便得到一个单端正激变换器。

6、由于在开关管关断时，电压有尖刺，输出电压有纹波，故多在小功率场合得到应用。 (2) 反激变换器 是由buck-boost推演并加变压隔离器后得到的。它的电路简单，能够高效提供直流输出，因此在要求有多组直流输出电压时特别常用，它的缺点是关断时电压有尖刺，输出纹波电压过大，通常输出功率在250w以下，电压和负载调整率要求在5%-8%左右。(3) 推挽变换器 带中心抽头变压器原边两组线圈轮流工作的线路一般称为推挽线路。由于功率开关管电压应力两倍与电源电压，而且主变压器原边利用率也不如全桥、半桥那样高，输出电压随输入电压和负载变化而变化。但是在低输入电压（如48v）时，推挽电路比半桥或全桥优越。因为任

7、何时候最多只有一个开关元件工作，对于输出相同功率，开关损耗比较小。所以推挽在低压输入的大功率变换器（1000w）得到广泛应用。(4) 半桥式变换器 由两个电容器和两个开关管组成两个桥，桥的对角线接变压器的原边绕组，故称半桥变换器。半桥式变换器减小了原边开关管的电压应力，结构简单 ，功率器件少，所以在中小功率场合得到广泛应用。(5) 全桥式变压器 主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。2.3 dc-dc变换器的基本电路图及工作原理直流斩波电路

8、的主要是实现直流电能的变换，对直流电的电压或电流进行控制。按照输入电压与输出电压之间的关系，可以分为六种不同的形式，分别为降压斩波电路 （buck ）、升压斩波电路（boost ）、升降压斩波电（buck-boost ）、cuk 斩波电路、 sepic 斩波电路和zeta 斩波电路。其中前两种是最基本的电路，一下接受四种常见电路形式。(1) 降压斩波电路斩波电路的典型用途之一是拖动直流电动机，也可带蓄电池负载，两种情况下负载中均会出现反电动势，如图3-1中em所示。为使io连续且脉动小，通常使l值较大。数量关系电流连续时，负载电压平均值 （2-1）a导通占空比，简称占空比或导通比uo最大为e，

9、减小a，uo随之减小降压斩波电路。也称为buck变换器。负载电流平均值 i=ud/r （2-2）电流断续时，uo平均值会被抬高，一般不希望出现斩波电路三种控制方式a 脉冲宽度调制（pwm）或脉冲调宽型t不变，调节ton，应用最多b 频率调制或调频型ton不变，改变tc 混合型ton和t都可调，使占空比改变图2-1降压斩波电路的原理图及波形a）电路图b）电流连续时的波形c）电流断续时的波形(2) 升压斩波电路升压斩波电路的基本原理：假设l值、c值很大，v通时，e向l充电，充电电流恒为i1，同时c的电压向负载供电，因c值很大，输出电压uo为恒值，记为uo。设v通的时间为ton，此阶段l上积蓄的能量

10、为ei1tonv断时，e和l共同向c充电并向负载r供电。设v断的时间为toff，则此期间电感l释放能量为 （2-3）图3-2升压斩波电路及其工作波形a）电路图 b）波形稳态时，一个周期t中l积蓄能量与释放能量相等，得 （2-4）输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路。也称之为boost变换器进一步分析：a l储能之后具有使电压泵升的作用b 电容c可将输出电压保持住(3) 升降压斩波电路设l值很大，c值也很大。使电感电流il和电容电压即负载电压uo基本为恒值。基本工作原理：v通时，电源e经v向l供电使其贮能，此时电流为i1。同时，c维持输出电压恒定并向负载r供电。v断时，l的能量向负载释放，电流

11、为i2。负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反，该电路也称作反极性斩波电路稳态时，一个周期t内电感l两端电压ul对时间的积分为零，即 （2-5）lll0vdczvi0icuckttkttkttktt0i0t0u0tt0idi1i2tkt0tt工作模式2工作模式1czzcvd+_udc）b）0ili1i2t图3-4 buck-boost电路及其波形a）电路 b）等值电路_ c）波形+_uda）当v处于通态期间，ul=e；而当v处于断态期间，ul=-uo。于是： （2-6）所以输出电压为： （2-7）改变，输出电压既可以比电源电压高，也可以比电源电压低。当01/2时为降压 当1/21时为升压因

12、此称作升降压斩波电路。或称之为buck-boost变换器。(4) cuk斩波电路图3-5所示为cuk斩波电路的原理图及其等效电路。v通时，el1v回路和rl2cv回路分别流过电流；v断时，el1cvd回路和rl2vd回路分别流过电流；输出电压的极性与电源电压极性相反；等效电路如图3-5b所示，相当于开关s在a、b两点之间交替切换；a）ud+_b）ud+_l1vdc2zzc2模式1模式2v+_c1l2+c1l1l2ud+_z+_c1l1l2vdc2il21il22ic1kt0ttt0tktt0il2il2til11kt0tti0ic2ktktt0i0t0u0tkt0ttc）0il1iil12t图

13、3-5 cuk电路及其波形a）电路 b）等值电路 c）波形稳态时电容c的电流在一周期内的平均值应为零，也就是其对时间的积分为零，即 （2-8）在图3-5b的等效电路中，开关s合向b点时间即v处于通态的时间ton，则电容电流和时间的乘积为i2ton。开关s合向a点的时间为v处于断态的时间toff，则电容电流和时间的乘积为i1toff。由此可得 （2-9）从而可得 （2-10）当电容c很大使电容电压uc的脉动足够小时，输出电压uo与输入电压e的关系可用以下方法求出：当开关s合到b点时，b点电压ub=0，a点电压ua=-uc；当s合到a点时，ub=uc，ua=0因此，b点电压ub的平均值为（uc为电

14、容电压uc的平均值），又因电感l1的电压平均值为零，所以。另一方面，a点的电压平均值为，且l2的电压平均值为零，按图3-5b中输出电压uo的极性，有。于是可得出输出电压uo与电源电压e的关系： （2-11）这一输入输出关系与升降压斩波电路时的情况相同。但与升降压斩波电路相比：输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很小，有利于对输入、输出进行滤波。第三章 整体方案以及电路的设计3.1 设计要求(1) 低压、宽输入范围的dc-dc电源设计。(2) 输出大于10w的多路、正负电源：+5v、+12v。(3) 三个重要质量指标a电压调整率s 电压调整率又称之为稳压系数，用s表示。若由于输入电压vs

15、的相对变化而引起的输出电压的相对变化，则定义为在负载电流和环境温度不变的情况下，输出相对变化与输入相对变化的比值。s的大小反映了一个稳压电源克服输入电压变化影响的能力。显然s的越小，即在同样的输入电压条件下，输出电压变化越小，即电源稳定性越好。通常s的值在1%0.01%范围内。b负载调整率（输出内阻r0）负载调整率又称电流调整率，它是在规定输入电压下，用负载电流从零（空载）到最大值（满载）时，输出电压的相对变化率来表示的。负载调整率也可用动态输出内阻r0来表示。若负载电流的变化引起输出电压的变化，则r0定义为在输入电压及环境温度不变的条件下，v0与i0的比值。r0反映了负载变动时，输出电压v0

16、维持稳定的能力。显然，r0越小，则当i0变化时，输出电压变化越小，即越稳定。c输出纹波电压v01 整流输出的纹波电压vs1，经过稳定电压的稳压作用，使稳压电源的稳波输出电压v0大大地降低。而稳波输出降低的程度与稳压电路的稳定系数s有关，其关系式v01=s*v0*vs1/vs，一般规定输出纹波电压小于100mv。3.2 方案论证3.2.1 设计思路图3-1本设计考虑到宽范围输入，同时多路固定输出，并使其有一定负载能力。所以电路本身要有相应自我调整功能。由直流电压源提供输入电压经过pwm控制芯片来快速开关驱动模块，经变压器整流后输出，输出电压提供两路反馈信号同时控制pwm芯片来稳定输出电压。设计框

17、图如图3-13.2.2 方案论证调制控制器的设计方案论证与选择：方案一：采用电压控制型脉宽调制器。电源输出电压的采样反馈值vf与参考电压vr进行比较放大，得到误差信号ve，它与锯齿波信号比较后，pwm比较器输出pwm控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定vr，即可改变输出电压vo。另外设计中输出整流部分的二极管采用肖特基二极管（本设计中采用irf540）因为普通二极管的工作是利用半导体pn结的单向导电特性，而肖特基二极管则是利用金属和半导体接触产生的势垒而起到单向导电作用，它是以多数载流子工作的整流器件，因而在开关

18、时没有少数载流子的存储电荷和移动效应。所以，肖特基二极管的开关速度非常快，反向恢复时间trr很短(小于几十ns)；同时，其正向压降vf较小，尤其适用于高速开关电路和低压大电流输出电路，具有较高的整流效率和可靠性。其次普通硅二极管的耐压可以做得较高，但是它的恢复速度低，只能用在低频的整流上，如果是高频的就会因为无法快速恢复而发生反向漏电，最后导致管子严重发热烧毁；肖特基二极管的耐压能常较低，但是它的恢复速度快，可以用在高频场合，其原理框图如图3-2。 图3-2 电压控制型脉宽调制器原理图方案二：脉冲频率调制，即pfm。pwm是频率的宽和窄的变化,pfm是频率的有和无的变化, pwm是利用波脉冲宽

19、度控制输出,pfm是利用脉冲的有无控制输出。对于外围电路一样的pfm和而言,其峰值效率pfm与pwm相当,但在峰值效率以前, pfm的效率远远高于pwm的效率,这是pfm的主要优势。pfm相比较pwm：(1) 滤波困难（谐波频谱太宽）。(2) 峰值效率以前,pfm的频率低于pwm的频率,会造成输出纹波比pwm偏大。(3) pfm控制相比pwm控制 ic 价格要贵。(4) pfm之所以应用没有pwm多最主要的一个原因就是pwm的巨大优点了：控制方法实现起来容易，pfm控制方法实现起来不太容易。综上，选用方案一，具有更高的可靠性和实用价值。3.2.3 总体电路图设计本设计整体电路图如图3-3图3-

20、33.3 主要器件介绍3.3.1 sg3524芯片的简介sg3524开关电源集成控制器采用了先进的脉宽调制（pwm）控制，工作频率高于100khz；工作电压范围为640v，片内基准电压为5v，基准源负载能力达50ma；片内开路集电极、发射极驱动管的最大输出电流为100ma；工作温度范围为0十70。sg3524引脚配置图与内部结构框图如下图3-4所示。图3-4（a）引脚配置图；（b）内部结构框图sg3524的主要部分说明如下：(1) 基准源。sg3524从脚输出5v基准电压，输出电流可达20ma，片内除“或非”门外，其他部分均由其供电，此外该电压还兼作误差放大器的基准电压。基准源的电压输入范围为

21、840v，电压调整率为0.01，负载调整率为0.4，温度系数为210(-4)/，内设过电流和短路保护。(2) 误差放大器。sg3524片内误差放大器由一对差分放大器和一级单管放大电路等组成，开环增益60db以上，输出阻抗为5m。放大器由5v电压供电，其共模输入电压范围为1.83.4v，需要将输入基准电压分压送至误差放大器脚（正电源电压输出）或脚（负电源电压输出）。为使放大器能稳定工作，一般在脚对地之间接入rc网络，rc网络的电阻和电容的值可分别取50k和1000pf，以补偿系统的相移和频响特性。sg3524无专门的死区时间控制端子，而是靠基准电压分压至误差放大器的脚，通过限制脚的高电平数值来控

22、制死区，为了不影响片内性能，可在脚与分压端之间串联二极管，使脚电位低于分压端电压时分压电路不起作用。(3) 控制关闭端。误差放大器的输出端受片内关闭电路晶体管的控制，利用外部电路控制晶体管的导通与截止即可控制输出脉冲的工作与关闭。脚为控制晶体管基极的输入端子。利用sg3524的控制关闭功能可实现电源的软启动和过电压保护等。(4) 电流限制电路。电流限制电路采用单管放大工作方式，其基极预先加一定偏置电压，当电流检测输入正端（脚）和负端（脚）之间电位差大于200mv时，放大器使脚电位下降迫使输出脉冲宽度变窄，限制电流的增加。该电路的共模输入电压范围为iv，因而可以从地线回路中取得过电流信号。因电流

23、限制电路增益较低，控制脉宽时存在较大的过渡区，电流开始限制值与实际工作值相比应有一定的裕量，利用该电路可限制主变换器的输入电流（输入与输出电气不隔离时），同时将脚接地，脚可作为附加关闭输入端子。(5) 比较器。锯齿波的电压与误差放大器的输出电压经比较器比较，当锯齿波电压高于误差放大器输出电压时，比较器输出高电平，“或非”门输出低电平，使输出晶体管截止；反之，锯齿波电压低于误差放大器输出电压时，比较器输出低电平，使输出晶体管导通。(6) 触发器。经触发脉冲触发，触发器两输出端分别交替输出高低电平，以控制输出级“或非”门的输入端。两个“或非”门各自的三个输人端分别受触发器、振荡器和比较器（脉宽调制

24、器）的输出脉冲控制。(7) 输出晶体管。它是由两个中功率npn型晶体管构成，每管的集电极和发射极都单独引出，其中还包含抗饱和电路和过电流保护电路，每管可输出100ma电流。3.3.2 驱动模块驱动模块采用推挽式结构，考虑到输出电压要有一定的负载能力且效率达到理想结果，所以采用驱动部分采用推挽式结构。由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关k1和k2轮流交替工作(其中k1，k2相当于sg3524的11，14脚)，k1，k2为mos管栅极提供电压使变压器快速导通管断，大大提高了电路的效率。其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，

25、电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的dc/ac逆变器，或dc/dc转换器电路中。推挽式开关电源经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数sv和电流脉动系数si都很小，因此只需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。因此，推挽式开关电源是一个输出电压特性非常好的开关电源。而半桥式以及全桥式开关电源都有一个共同缺点，就是当两个控制开关k1和k2处于交替转换工作状态的时候，两个开关器件会同时出现一个半导

26、通区，即两个控制开关同时处于接通状态；这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程；当两个开关器件分别处于导通和截止的过渡期间，就会同时出现半导通状态，此时，相当于两个控制开关同时接通，会对电源电压产生短路，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在两个控制开关k1和k2分别处于导通和截止的过渡期间，两个开关器件将会产生很大的功率损耗。而推挽式开关电源不会存在这种损耗。因为，当控制开关k1将要关断的

27、时候，开关变压器的两个初级线圈n1绕组和n2绕组都会产生反电动势，而n2绕组产生的反电动势正好与输入电流的方向相反；此时，即使是k2开关器件处于半导通或全导通状态，在短时间内，在k2组成的电路中都不会出现很大的工作电流，并且在电路中，两个控制开关也不存在直接串通的回路；因此，推挽式开关电源不会像半桥式，以及全桥式开关电源那样出现两个控制开关同时串通的可能性，这也是推挽式开关电源的一个优点。推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压，其耐压必须大于工作电压的两倍，因此，推挽式开关电源在220v交流供电设备中很少使用。另外，直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电

28、源输出电压的调整范围小很多，并且需要一个储能滤波电感；因此，推挽式开关电源不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或经常开路的场合。推挽式开关电源的变压器有两组初级线圈，对于小功率输出的推挽式开关电源是个缺点，对于大功率输出的推挽式开关电源是个优点。因为大功率变压器的线圈绕组一般都用多股线来绕制，因此，推挽式开关电源的变压器的两组初级线圈与用双股线绕制没有根本区别，并且两个线圈与单个线圈相比可以降低一半电流密度。第四章 电路装配以及调试4.1 设计亮点传统的pwm调制系统是从主绕组上取出采样信号作为反馈信号，从而对输出进行调制。而本设计从两路输出的电压作为反馈信号，同时对两路电压

29、稳定输出。可对两路负载能力进行调整，大大提高了稳压精度，如图4-1。图4-14.2 装调心得(1) 开关导通和关断都存在一个电流环路，这两个环路都是高频、大电流的环路，所以在布局和布线时都要将此二环路面积设计得最小。用于反馈的取样电压要输出电容上引出，并注意芯片或开关管的散热。(2) 电容引线不能太长，尤其是高频旁路电容不能有引线。(3) dc/dc变换器、开关元件和整流器应尽可能靠近变压器放置，以使其导线长度最小。4.3 调试过程中所遇到的问题：4.3.1 输出电压无法稳定。解决途径：(1) 静态测试，用万用表检查电路各点准确无误且电源与地之间无短路，同时确定各个元器件参数准确无误。(2)

30、通电检查各点电压a.检查基准电压是否正确。b.检查1，2脚电压是否在正确范围内。c.测量反馈电压。(3) 重新换掉主控芯片，比较测试结果是否相同，来确定芯片是否有损坏。(4) 若以上几点对于主电路都无问题，其次考虑驱动部分。当重新替换新的c2073，输出电压仍不稳定。因此考虑其他驱动模块，本电路设计采用mos irf540,输出电压可以快速达到稳定状态且mos管可以提高输出效率，是输出快速达到稳定状态。综上可知，三极管c2073本身参数与本设计电路图不符，所以放弃。 输出电压不能提前达到稳压电解决途径：考虑所有影响到驱动模块驱动能力的元器件，使其快速导通，达到理想的驱动效果。电路图中影响驱动能

31、力的元器件的参数分析：(1) r6,r7增大或减小时直接影响到q1,q2的驱动能力，其阻值过大时，会导致q1,q2不起振，间接使输出电压负载能力减弱。(2) r8,r9起mos管的d极分压作用。其阻值大小影响到q1,q2的驱动能力，但要弱于r6,r7对其的影响。其阻值过小时，使得q1,q2不起振，阻值增大时，使q1,q2提前导通，增大驱动能力，使其提前到达稳压点。综上可得，适当增大r8,r9,同时减小r6,r7,从而使输入工作电压达到理想范围。实际结果表明原r8,r9阻值过大（r8,r9为1000欧），使mos管失去了驱动能力。4.3.3 测试中输出稳压值偏低于设计指标，调整部分电器参数后，稳

32、压值仍不理想。解决途径：考虑影响到输出稳压值大小得决定因素，从而对稳压值进行调整，电路图中影响稳压值元器件的参数分析：(1) 反馈电阻r2r2增大时，输出稳压值增大，相应会延迟稳压点。r2减小时，输出稳压值减小，稳压点延迟不明显。(2) 初次级线圈通常次级大功率绕组应采用比初级线圈较粗的漆包线绕制，这是因为次级线圈中电流较大的原因。初次级线圈匝数之比约等于输入，输出电压之比。测试中输出稳压值低于理论值，可采用增加次级线圈来提升稳压值，同时可适当调整r2，是输出电压提前进入稳压值。4.4 性能测试结果4.4.1 开关特性测试检查电路连接无误后，用示波器探头连接mos管的漏极，另一端接地。缓慢加输

33、入电压，同时观察示波器的波形变换。当输入波电压为6v时，mos管漏极开始起震，实际演示如图4-2,4-3,4-4图4-2图4-3图4-4上述结果表明，sg3524芯片开始工作，且起震波形比较理想，可以快速起动管断以保证以下电路正常运行。主要技术指标测试电压调整率s当两路负载同时为36，测量结果如表4-5输入电压(v)12v输出(v)5v输出(v)22.012.0694.90024.012.1024.93028.012.1344.95930.012.1305.01034.012.1344.93536.012.1364.95138.012.1594.950表4-5当两路负载同时为18，测量结果如表

34、4-6输入电压(v)12v输出(v)5v输出(v)22.011.3914.36224.011.4464.40426.011.6544.65328.011.9204.80330.011.9584.84832.011.9964.85434.012.0234.86638.012.0144.888表4-6可得电压电调整率(s=ui/uo100)如表4-7负载rl()3618s1(12v)0.533.8s2(5v)0.33.2表4-7结果表明随负载的加重，输入电压范围逐渐变窄，同时输出功率变大，在满足输出功率(大于10w)的同时来确定电压调整率。结论：输入电压在22v-38v,负载为36时，输出功率为10.96w。输入电压在28v-38v,负载为18时，输出功率为19.2w。同时，电压调整率均小于1%。(2) 负载调整率设定输入电压为30v，固定5v输出负载为34.90，变换12v负载，测量结果