毕业设计 便携式DCAC逆变电源设计

1、 （ 二二 七七 年年 六六 月月 本科毕业设计说明书本科毕业设计说明书题题 目目：便便携携式式dc/ac 逆逆变变电电源源设设计计学学生生姓姓名名 ： x x学学 院院 ： x x系系 别别： x x专专 业业： x x班班 级级： x x指指导导教教师师 ： x x i摘摘 要要随着电力电子技术的发展，尤其是功率 mosfet 管和软开关技术的发展，便携式 dc/ac 逆变电源得以应用。本课题设计的便携式 dcac 逆变器用于 24v 直流电变换成 220v50hz 的交流电。在设计中，dcdc 部分采用反激式升压整流结构，变压器采用 ei 型功率铁氧体磁芯变压器，dcac 侧采用半桥式逆

2、变结构。在本设计中还应用了100khz pwm 波对直流升压侧进行调制。在半桥逆变部分，用单片机生成 50hz spwm 波对逆变进行脉宽调制，其优点在于调制出来的电压信号谐波分量小、功率因数高、电压波形更接近正弦波。本课题所设计的产品主要用于解决便携式数码产品和手机的充电问题。因为在有些环境之下，并不能够找到可以为上述产品充电的交流电源，比如在汽车中和旅途中往往只能够提供直流电源。本产品很好的解决了这类问题，所以本产品的市场推广前景很好。关键词：dcdc；dcac；变压器；pwm；spwm iiabstractwith the development of power electronics

3、 technology and especially power mosfet and soft-switch technology, dc / ac inverter power source for portable products was applied widely. this project design portable dc ac inverter for the usage of 24v dc converted into 220v 50hz ac. power demand load of 10 w, the output waveform for better quali

4、ty sine wave. in the design, the part of dc dc uses the flyback booster rectifier structure. in this design it uses 100 khz pwm wave to modulate the dc boost right side. in the part of the half-bridge inverter, it generates 50 mcu hz spwm wave inverter for pulse width modulation, the advantage is th

5、at the sine wave modulation signal voltage harmonic components are small, the power factor is high, the voltage wave forms closer to the sine wave shape. the product used for resolving the portable digital products and cell phone charger problem. in some environment, we can not find the 220v ac powe

6、r for charging. for instance, when you are on the trip .the train and the car dont supply 220v ac power.this product solve those problems well, so the product will have a good prospects for promotion. keywords: dcdc；dcac；transformer；pwm；spwm iii目 录第一章 绪 论.11.1 课题背景 .11.2 课题研究的相关理论概述及方案的初选 .11.3 系统框图

7、的确定 .1第二章 dc/dc 电路的设计.32.1 dc/dc 电路的相关理论.32.1.1 dc/dc 变换器的拓扑类型.32.1.2 单管反激式变换器.32.2 反激式变压器的设计 .62.2.1 设计用基本参数设置及.62.2.2 变压器的设计.62.2.3 变压器设计的定量计算 .72.2.4 变压器材料 .112.3 调制电路的设计 .122.3.1 tl494 的介绍.122.3.2 tl494 的工作原理.12第三章 dc/ac 电路设计 .153.1 半桥型逆变电路 .153.1.1 半桥电路的定量分析 .163.1.2 半桥电路的元器件选择 .16第四章 spwm 调制电路

8、的设计 .174.1 正弦波脉宽调制 .174.1.1 正弦波脉宽调制简介 .174.1.2 spwm 脉宽调制的优点.174.1.3 spwm 脉宽调制的生成方法.184.2 改进型 spwm 生成技术的介绍 .194.3 spwm 的软件实现.204.4 spwm 的硬件实现.21 iv4.4.1 硬件实现的方法 .214.4.2 硬件电路的介绍 .21第五章 结 论.23参考文献.24附 录.25谢 辞.28 1第一章 绪 论1.1 课题背景随着人们生活水平的提高，人身边的手机、mp3 及数码类产品逐渐增多。所以解决此类产品的充电问题尤为重要。绝大部分场合下，都可以找到可用的220v 交

9、流电源。但身处部分场合并不能提供交流电源。如在火车上、汽车中往往只提供 24v 或 36v 的直流电源。因此给这些经常需要随身充电的人士带来了很大的不便。同时电力电子技术的进步，尤其是软开关技术、功率 mosfet 管的关断导通频率的增高、pwm 和 spwm 技术的进步。使得生产出便携式的 dc/ac 逆变电源成为可能。本课题所研究的 dc/ac 便携式逆变器，可以方便的在上述场合实现对数码产品和手机的充电问题。1.2 课题研究的相关理论概述及方案的初选 在本课题中，所要运用的理论部分主要涉及；电力电子技术、变压器的选择、pwm 脉宽调制的相关理论及单片机的运用知识。 在电力电子部分主要涉及

10、 dc/dc 斩波电路的选择及设计、dc/ac 逆变电路的选择及设计。变压器的选择涉及变压器磁芯的选型、参数的计算与变压器的磁芯的绕制。pwm 脉宽调制的运用，主要运用 pwm 生成芯片构建 pwm 生成电路及反馈电路。单片机的运用主要涉及单片机生成 spwm 对逆变电路进行调制。1.3 系统框图的确定系统框图如图 1-1 所示 2图 1-1 系统框图整个系统框图分为两个大的部分即 dc/dc 变换部分和 dc/ac 逆变部分。在dc/dc 部分对直流 24v 进行升压。通过反激式变换器实现升压功能，其中的 pwm调制芯片及完成对直流信号进行 100khz 的调制，使其成为 100khz 的脉

11、冲信号，提高频率以减小变压器的体积，还通过反馈回路，构建一个完整的闭环系统，以保证整个系统的输出电压的稳定性。dc/dc 环节送出的高压直流信号通过整流二极管和送入 dc/ac 逆变部分。dc/ac 逆变结构采用半桥式逆变结构。通过spwm 正弦脉宽调制生成正弦波信号。其生成的 220v 正弦波信号具有谐波分量小和输出波形接近正弦波的优点。框图中的 24v/5v 电路部分用于生成 spwm 的单片机和看门狗电路的供电。24v 直流电源dc/dcpwm 脉宽调试芯片dc/acspwm 脉宽调制芯片24v/5v220v/50hz交流驱动驱动 3第二章 dc/dc 电路的设计2.1 dc/dc 电路

12、的相关理论 2.1.1 dc/dc 变换器的拓扑类型1、六种基本拓扑结构 dc/dc 变换器包括六种基本的拓扑结构：降压 buck 和升压 boost 是 dc/dc 变换器的两种最基本的拓扑。其他形式还包括 buck-boost 型、boost-buck 型、zeta 型变换器由 buck-boost 和 buck 组合而成、sepic 型变换器由 boost 和 buck-boost 组合而成。2、电气隔离型 dc/dc由基本的 buck 型变换电路和基本的 boost 型变换电路可以拓展为电器隔离型的 dc/dc 变换器。包括单管正激式、并联交错正激式、推挽式、推挽正激式、双管正激式。2

13、.1.2 单管反激式变换器1介绍反激变换器拓扑在 5w 到 150w 的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。2不连续模式反激变换器的基本原理反激式电路的基本结构如图 1 所示。反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。 4图 2-1 反激式电路

14、的基本拓扑结构电路的工作过程如下：当 m1 导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管 vd 反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容 c 提供。在 m1 导通期间，原边上施加了一个固定的电压(vdc-1)（这里假设开关管的导通压降是 1v） ，并且流过以斜率 di/dt=(vdc-1)lp 线性上升的电流，这里lp 是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到 ip=(vdc-1)ton/lp。当 m1 关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组，只有主次级绕组，由于电感中的电流不能瞬时改变，在关断的瞬时，原边电流转换到次级，幅

15、值为 isip（np/nm） 。经过几个周期以后，次级 dc 电压已经建立。随着 m1 关断，ns 上的同名端为正极性，电流从同名端流出，并且线性地下降，斜率为 dis/dt=vom/ls,其中ls 是次级电感。如果次级电流在下一个导通时间之前下降到 0，则储存在原边电感的能量全部释放到负载，称这个电路工作于不连续模式。连续模式与不连续模式的工作特性不同，由于不连续的情况出现了电流的断流，所以输出的波形会受到一定的影响。但由于连续工作模式下需要非常的电容元件，成本较高。所以在对输出波形要求不高的场合完全可以采用不连续工作模式。 5图 2-2 不连续工作模式下的波形3.单管反激式电路的基本形式反

16、激式电路的基本形式非常简单，基本电路包含反激式变压器、mosfet 功率管、整流二极管、大的滤波电容和原边的保护结构。本设计实现的电路的设计如图 2-3 所示： 6 图 2-3 反激式升压电路本设计电路中元件的选择：mosfet 选用的是 irf456n，它的、，开启电压100gsvv 100dssvv是 4v。变压器两端所加的消耗电路中的二极管是 uf4005，当原边储存较大电压时，为了保护 mosfet 不被反向激起的电压激坏，所以构建消耗回路以保护mosfet；同时串联两个 15v 的快速关断稳压二极管，把反激电压稳定在一定的范围之内。副边串联的肖特基整流管可以选择 700v 的。2.2

17、 反激式变压器的设计2.2.1 设计用基本参数设置及vcc=24v升压到 640v（已知）开关频率：100khz输出功率：10w效率为 80% 7变压器传递功率为：12w变压器绕组导线 2.5a/2mm2.2.2 变压器的设计3）变压器种类的确定 本设计在 dc/dc 侧采用 100khz 的 pwm 波对其进行调制，考虑到工作频率越高时变压器的体积越小。所以选用铁氧体变压器进行变压。选用 ei 型铁氧体磁芯。其结构如图 2-4 所示。表 2-1 给出了 ei 型变压器磁芯的具体参数。图 2-4 ei 型磁芯结构参数图表 2-1 ei 型磁芯规格及参数型号a b c d e f h ae(c)

18、 le(cm) ve(cm3)alnh/n2 e ei1616 5 12.2 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575 ei1920 5.2 13.55 2.3 0.24 3.96 0.95 1400 1825 ei2222 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400 2255 ei25 25.3 19 6.5 7 15.3 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962 8本设计的负载功率为 10w。ei-22 型变压器所带的负载功率为 20w，符合本设计的要求。2.2.3 变压器设计的定量计算根据 ei-22 型变

19、压器磁芯计算本试验所用变压器的参数，计算过程如下:1）计算原边、副边绕组的最小匝数minacev tnba式中：=最小原边匝数;minn;ccvvt=导通时间，s;=最大 ac 磁通密度，t;acb=磁芯的最小横截面积，；ea2mm计算过程：=（匝）minacev tnba24 5130.22 42原边 v/匝=241.8/13v n副边的逆变结构为半桥结构，所以选用的电压为 692v匝6403561.8sn 新的反激电压每匝是fbvn6401.8/356fbvvnn2）计算占空比/10 1.85/1.8 1.8fbonfbp vntsvnv n式中： 9=q1的导通时间；ontp=总周期，；

20、s=新的副边每匝反激电压；fbvn=原边每匝正向电压；/v n3）计算原边电感平均电流ai0.5acciav输入功率导通周期的平均电流mi1amiia总周期导通周期原边电感pl624 5 100.121ccpvtlmhi （）mii 知道了和以后可以根据 hanna 曲线得到plpn2plplan计算得：220.120.000713plplan从而根据下列公式计算气隙尺寸：2rpepnal在此， =气隙总长度，；mm = 磁芯相对磁导率；r7410 =原边匝数；pn 10 =磁芯面积，；ea2mm =原边电感，。plmh计算得：27241013420.0740.12rpepnamml4）检验磁

21、芯磁通密度和饱和裕度计算磁芯饱和裕度（1）使用伏秒方程，计算交流磁通，并在最大负载和最小输入电压的输acb入功率下，计算或测量“导通”时间值及所加的电压，如下： acpev tbna在此，;,ccvvv “导通”时间，；t s =原边匝数；pn =磁芯面积，；ea2mm =交流峰值磁通密度，t.acb计算得： 24 50.1213 42acpev tbtna（2）使用螺线管方程和有效的 dc 分量（表示为“导通”初期电流的幅值） ，dci计算 dc 分量。dcd 假定磁芯的所有磁阻都集中在气隙，将得到明显较高的 dc 磁通密度保守值。使用螺线管方程可得到其近似值。 在此， h/m;70410

22、=原边匝数；pn =有效 dc 电流，a;dci 11 =气隙总长度，；mm = dc 磁通密度，t.dcb7003341013 0.50.0011100.074 10pdcdcnibhtac 和 dc 磁通密度的叠加使磁芯出现峰值。max0.210.00110.2111acdcbbbt而磁通密度的上限为 0.22t,由此可见磁通密度的利用率比较高。5）计算绕组线径原边线径的选择：220.50.22.5amma mm20.0640.5rmm 副边线径的选择：2220.020.020.0082.50.00250.050.1apsssininiaamma mmrrmmmm 2.2.4 变压器材料1

23、）铁芯 有许多形状的铁芯但反激式变压器一般选用 ei 型铁心，原因是它的成本低，易使用。2）骨架 对骨架的主要要求是确保满足爬电距离，初、次级穿过磁芯的引脚距离要求以及初、次级面积距离的要求。骨架要用能承受焊接温度材料制作。3）绝缘胶带 12聚酯和聚酯膜是用作绝缘胶带最常用的形式，它能定做成所需的基本绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度（例如 3m#1296 或 1h860） 。4）励磁导线 励磁导线的护套首选尼龙/聚亚安酯，它在和熔化的焊料接触时阻燃，这样就允许变压器浸泡在焊料锅中。不建议使用标准的瓷釉导线，由于在焊接前要剥去绝缘层。5）3 层绝缘导线 在 3 层绝缘结构中次级绕组导线使用 3 层绝

24、缘材料，和励磁导线相似主导线是单芯，但是它有不同的 3 层结构，即使三层中任意两层接触都满足绝缘要求。6）护套 边沿空隙结构变压器绕组的首、尾端需要保护套。保护套必须经过相关的安全认证至少有 0.41 壁厚以满足绝缘要求，由于热阻要求通常使用热缩管，要确保在焊接温度是不被熔化。2.3 调制电路的设计2.3.1 tl494 的介绍tl494是美国德州仪器公司生产的一种电压驱动型脉宽调制控制集成电路，主要应用在各种开关电源中。本文介绍它与相应的输入、输出电路等一起构成一个单回路控制器。tl494的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成

25、。tl494的工作频率范围很大，而其工作频率可达300 khz，可见tl494的可调性大。2.3.2 tl494 的工作原理1）tl494的管脚结构及内部原理图 13 图2-5 tl494管脚结构图2-5是它的管脚图，其中1、2脚是误差放大器i的同相和反相输入端；3脚是相位校正和增益控制；4脚为间歇期调理。5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容；7脚为接地端；8、9脚和11、10脚分别为tl494内部两个末级输出三极管集电极和发射极；12脚为电源供电端；13脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式；14脚为5v基准电压输出端，最大输出电流10ma；15、16脚是误

26、差放大器ii的反相和同相输入端。图2-6为tl494内部结构图。 14图2-6 tl494内部原理图2）工作频率的设定tl494的工作频率可以经过5、6引脚的外接电阻和电容进行调整。一般来说改变电阻的阻值和改变电容的容值都可以改变tl494的工作频率，实现起来比较方便。根据公式：确定外接电阻和外接电容的数值。1.1ttfc r如本设计需要tl494工作在100khz的工作频率之下，可以应用公式选择电阻电容的数值。1.1100000ttc r考虑到tl494要求输出阻抗大的特点，电阻的选择数量级应该在k级以上。所以选择电容=0.01；电阻=10；tcftrk设计周遍电路及反馈回路的构建如图2-7

27、所示： 15图2-7 tl494周边电路的组成 电路图说明：tl494的一号引脚用于连接dc/dc电路送出的电压反馈信号，四号引脚用于死区时间的设定。五号引脚外界的电容和六号引脚外接的电阻用于设定tl494的工作频率。本设计要求pwm的输出频率为100khz。九号引脚和十号引脚输出两路pwm信号。 16第三章 dc/ac 电路设计3.1 半桥型逆变电路半桥电路如图3-1所示。它有两个桥臂，每个桥臂由一个可控元件和一个反并联的二极管组成。在直流侧有两个互相串联的足够大的电容，两个电容的连接点便成为直流电源的中点。负载联接在直流电源中点和两个桥臂结点之间。两只串联电容的中点作为参考点，当开关元件m

28、1 导通时，电容c1上的能量释放到负载rl上，而当m2导通时，电容c2上的能量释放到负载rl上，m1和m2轮流导通时在负载两端获得了交流电能，半桥逆变电路在功率开关元件不导通时承受直流电源电压ud，由于电容c1和c2两端的电压均为ud/2（假设c1=c2），因此功率元件m1 和m2 承受的电流为2id。引入均匀电阻的目的是为了平衡两个电容上的电压相等。两个功率mosfet管的调制信号来自单片机生成的spwm信号，下一章将对其进行阐述。 17图3-1 半桥逆变电路结构3.1.1 半桥电路的定量分析半桥电路的输出电压为。0u把幅值为的矩形波展开成傅里叶级数的0u0u0211(sinsin3sin5

29、)35duuttt其中基波的幅值和基波有效值分别为1o mu1ou1121.272 20.9do mddoduuuuuu3.1.2 半桥电路的元器件选择 mosfet k2845的漏源极电压是720v，门极开启电压是10v，输出功率在30w以上。开关电路中的mosfet的保护成为重要的部分，由于在关闭开关器件时仍然有电流，为防止电流将晶体管击穿，所以要设计rc吸收回路，对于本次设计属于低频率工作，可以只在mosfet两端并联吸收消耗的电容即可。通常输出要加入lc滤波电路才可以产生正常的交流电信号。根据就可以确定参数，一般情况下电容的耐压值要大于，大约是01.1 2u350v，而电容值一般与输出

30、的功率有关。输出1w对应1，所以选择10的ff电容，所以电容选择的规律是1w对应的1电容，所以选择的10电容。ff通常电容的漏电流是几十个，流过电容两侧的均匀电阻上的电流一般a是漏电流的10倍，大约是1ma，由于输出电压是640v，所以电阻选300k。 18第四章 spwm 调制电路的设计4.1 正弦波脉宽调制4.1.1 正弦波脉宽调制简介1）单极性正弦波脉宽调制方式用幅值为 的参考正弦波 与幅值为、频率为的三角波比较，rurucfcu产生功率开关驱动信号。图4-1是用两个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波相交产生功率开关驱动信号； 图4-1 单极性正弦脉宽调制spwm原理波形4.1.2 s

31、pwm 脉宽调制的优点spwm的优点： (1) 在一个可控功率级内调频、调压，简化了主电路和控制电路的结构，使装置的体积小、重量轻、造价低。 (2) 直流电压可由二极管整流获得，交流电网的输入功率因数接近1； (3) 输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，其响应的速度取决于电子控制回路，而与直流回路的滤波参数无关，所以调节速度快，并且可使调节过程中频率和电压相配合，以获得好的动态性能。 19 （4）输出电压或电流波形接近正弦，从而减少谐波分量。关于spwm的开关频率 spwm调制后的信号中除了含有调制信号和频率很高的载波频率及载波倍频附近的频率分量之外，几乎不含其它谐波，特别是接近基波的低次谐

32、波。因此， spwm的开关频率愈高，谐波含量愈少。当载波频率越高时，spwm的基波就越接近期望的正弦波。 4.1.3 spwm 脉宽调制的生成方法规则采样法规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，它的效果接近于自然采样法，但计算量却远小于自然采样法。图 (a)采用锯齿波作为载波的规则采样法。由于锯齿波的一边是垂直的，因而它和正弦调制波交点时刻是确定的，所需的计算只是锯齿波斜边和正弦调制波的交点时刻，如图4-2中（a）和(b)中的 使at计算量明显减少。图4-2 （a）和（b）分别采用锯齿波和三角波作载波的规则采样法在自然采样法中，每个脉冲的中点并不和三角波中点（即负峰点）重合，规则采样法使两者

33、重合，即使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，这样就使计算大为简化。图(a)是这种方法的示意图。如图所示，在三角波的负峰时刻对正弦调制波采样而得到d 点，过d 点作一水平直线和三角波分别交dt于a 点和b 点，在a 点的时刻和b 点的时刻b t 控制功率开关器件的通断。at 20可以看出，用这种规则采样法所得到的脉冲宽度 和用自然采样法所得到的脉部宽度非常接近。从图(a)可得到如下几何关系：1sin222dctt因此得到(1sin)2cdtt式中=脉冲宽度=三角波的负峰时刻dt在三角波一周期内，脉冲两边的间隙宽度为 1()(1sin)24cdtt4.2 改进型 spwm 生成技术的介绍由

34、上一节所提到的通过规则采样法生成 spwm 波形的方法来看。生成spwm 的计算过程比较复杂。而且，过高的开关频率无疑会增加功率管的开关损耗。下面介绍一种简单的 spwm 生成技术。如图 3 固定脉冲宽度调制技术。可以根据等面积算法，计算脉冲的宽度，计算过程如下：图4-3 等面积算法示意图输出的正弦电压为：sinoomuut脉冲面积为；is 21/(1)/sin()iniominsutdtn为载波在一个正弦周期内的个数；脉冲宽度；iw/(1) /sin()iniiinomswtdtu计算过程如下： 将正弦波的前半个周期分为等长度的五个部分，分别计算他们的面积，由于第一个面积与第五个面积、第二个

35、面积与第四个面积相等，所以计算三个面积即可：根据公式/(1)/sin()iniominsutdt对正弦波的三个区间进行积分；223(0 )()()55555正弦波的周期为 50hz，所以半个周期为 0.01s；积分结果为一组数值如下：（0.219，0.19，0.219，0.064，0.5，0.064，0.005，0.618，0.005，0.064，0.5，0.064，0.219，0.19，0.219） ；根据公式计算脉冲宽度时间：设上数组中的数值为；脉冲时间为iait0.6280.002iiat通过计算得出脉冲高电平与间断周期的时间如下数组：（0.0007，0.0006，0.0007，0.00

36、02，0.0016，0.0002，0.00015，0.002，0.0015，0.0002，0.0016，0.0002，0.0007，0.0006，0.0007） ；将其整理成为单片机输出高电平与低电平的数组如下：（0，0.0007，0.0006，0.0009，0.0016，0.00035，0.002，0.00035，0.0016，0.0009，0.0006，0.00074.3 spwm 的软件实现spwm 的软件实现思想非常简单，基本思想如下： 22 上数组表示了正弦波在半个周期内经过等面积计算的出的调制脉冲的高低电平的持续时间。由于需要输出两路调制信号，所以设计思想如下：第一路调制信号在前半

37、个正弦周期查数组进行高低电平的交替延时，除数组第一位数值以外，在奇数位输出高电平，偶数位输出低电平；后半个正弦周期周期以低电平输出延时 0.01s，然后循环上述步骤；第二路信号先进行 0.01s 的低电平输出延时，然后遵循第一脉冲前半个周期高低电平的延时规律，最后返回循环；程序框图见附录4.4 spwm 的硬件实现4.4.1 硬件实现的方法产生spwm调制信号主要有三种方法： 1）采用分立元件的模拟电路法，缺点是精度低、稳定性差、实现过程复杂以及调节不方便等，该方法目前基本不用。 2）采用专用集成电路芯片产生 spwm信号，如常用的 he4752芯片等 这些芯片的应用使变流器的控制系统得以简化

38、，但由于这些芯片本身的功能存在不足之处，致使它们的应用受到限制。 3）单片机数字编程法，其中高档单片机将 spwm信号发生器集成在单片机内，使单片机和 spwm信号发生器容为一体，从而较好地解决了波形精度低、稳定性差、电路复杂、不易控制等问题，并且可以产生多种 spwm 波形，实现各种控制算法和波形优化, intel公司推出的16位单片机 8xc196mc 就是这样一种具有高性能的特别适用于pwm控制技术的单片机。 4.4.2 硬件电路的介绍1） at89c2051 介绍 at89c2051是一种低功耗、高性能、cmos八位微处理器，片内带有24k字节的可擦写快速程序存储器，高性能cmos8位

39、微处理器。它与标准的mcs-51单片机的指令集与管脚相同。但相比与msc-51单片机，2051在价格上更有优势。在本设计中，要运用2051单片机生成spwm信号，要求生成两路在相位上相差半个正弦周期的调制波形，以产生交流信号。2）x25045介绍 23 目前在微机控制中，电源的接通和关断、瞬时的电源电压不稳定是造成系统死机、数据丢失和误动的重要原因。x25045的应用主要是在发生上述情况时，保证单片机仍然能够按照原先的要求正常的工作。x25045的四个基本功能是上电复位、看门狗定时、降压管理和具有保护功能的串行eeprom，它有助于简化应用系统的设计，提高可靠性。3）驱动电路的设计 由于at8

40、9c2051和x25045的工作电压均为5v。所以本设计中采用7805构建的+5v稳压电路解决驱动问题。整体的电路图设计如下： 图 4-4 单片机周边电路设计 单片机的输出信号为数字信号，所以需要通过驱动电路的转换，才能驱动逆变电路中的mosfet管。 24第五章 结 论本课题对便携式 dc/ac 逆变电源进行研究，解决了 dc/ac 逆变电源的携带问题。提供了便携数码产品在只有直流电源时的充电问题。在设计中，dc/dc整流部分应用单相反激式整流电路。运用 tl494 芯片解决了对整流电路的调制问题和在前级整流结构引入反馈问题，提高了电路的整体性能。dc/ac 逆变侧采用 spwm 正弦波脉宽

41、调制对半桥逆变电路进行调制。充分利用了单片机生成spwm 波形的应用优点。在很多环节采用简单的设计理念，在不影响系统整体性能的基础上节略成本。本设计电路拥有良好的抗负载扰动能力和功率因数高等优点。同时电压的输出波形接近正弦波波形。但同时应该看到，本设计的很多东西仍然停留在理论的论证阶段。由于时间和精力上的不足。没有得到成型硬件产品的设计，很是遗憾。但同时，通过毕业设计学到的东西很多，不仅仅是对于四年所学知识的总结，更多的是学会了该类设计问题的解决步骤和解决方法，知道了解决设计类问题的具体步骤和思考的方法。 25参考文献参考文献1 慕丕勋.冯桂林.开关稳压电源原理与实用技术m.科学出版社.200

42、22 陈道炼.dcac逆变技术及其应用.机械工业出版社m.20003 张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计（修订版）m.电子工业出版社.20044 王兆安，黄 俊.电力电子技术（第4版）m.机械工业出版社.20065 keith billings著，张占松，汪仁煌译.switchmode power supply handbook(second edition)m.mcgraw hill education.20036 abraham l. pressman 著，王志强译.switching power supply design(second edition)m. mcgraw hill e

43、ducation.20037 陈国呈.pwm变频调速及软开关电力变换技术m.机械工业出版社.2002 8 张明勋主编.电力电子设备设计和应用手册. 北京：机械工业出版社，1990.69 张燕宾.spwm 变频调速应用技术m. 机械工业出版社.200210 陈伯时.电力拖动自动控制系统m.机械工业出版社.199911 刘凤君编著.正弦波逆变器. 北京：科学出版社，2002.212 mohan, t. m. undeland, w. p. robbins power electronics: converters, applications, and designm. 高等教育出版社. 2004 13 d.c.hopkins et al. a framework for developing power electronicsd packaging.ieee .199814 theo fett, dietrich munz. t-stress and crack path stability of dc/dc specimens.2002 15 ralls k j. the growth of power electronics in electronic power transmi -ssion system. power eng.journal,1995(2) 16