用LD7575设计的自行车充电器原理

1、用 ld7575 设计的自行车充电器原理、pw瞳制芯片ld7575简介是一款具优秀节电运行的电流模式pwm控制芯片。利用取自bulk电容的高压电流源提供启动电流(1ma,大部分用于给vcc电容充电，因ic内的其它电路尚处于uvlo犬态)，随后提供无耗电的启动电路(高压电流源关断) 。如上，与 ic hv pin 外接的 10k 限流电阻，由于阻值较384x系列所用的电阻小很多， 另外vcc充电到uvlo(on)的时间较短，这 样耗能很少，达到节能的设计目的。原理分析1 、 开关频率设定：pin1(rt) 接 56k 1% 电阻到地，设定开关频率100khz；2、lvlo和 ovp:lvlo ：

2、 pin6(vcc) 外接辅助供电电路， 当 vcc 电压因电源故障(如反馈网络故障、输入交流电压低于电源line regulation 范围等)下降到10v(uvlo(off)时，触发uvlo高压电流源打开，给vcc电容充电到16v(uvlo(on)时，uvlob除，高压电流源关闭， 恢复起振。如果电源电压恢复正常，起振得以持续，反之，当 vcc 电容放电到使vcc电压下降到10v(uvlo(off)时，触发uvlo；周而复 始，呈 hiccup 状态。3、 ovp: 当 vcc 电压因电源故障(如反馈网络故障、输入交流电压高于电源 line regulation 范围等) 达到 27.5v

3、(ovp) 时， 触发 ovp,关闭pw厢由门，停振。vcc电容放电到电压下降至 10v时，触发uvlo,高压电流源打 开，给vcc电容充电到16v(uvlo(on)时，ovp解除，高压电流源 关闭，恢复起振。如果电源电压恢复正常，起振得以持续，反之，再次触发ovp,周而复始，呈 hiccup状态。4、 current sensing 和 ocp电流模式pwm1制器既反馈电压信号，也反馈电流信号，以获得输出调制。此芯片pin3(cs)检测初侧 mosfe航过的电流，一方面用于 regulation ：若输出电流变大，则此pin 电压升高，占空比变大。另一方面用于 ocp当r3上的电压达到0.8

4、5v的ovp阈值时， 触发 ocp。5、 olp和短路保护过载和短路可导致功率器件的损坏。 当过载或短路发生时， 反馈 电路将comp pin电压拉高到 olp阈值5v且维持30ms(随开关频 率不同)时，触发olp,关闭pwmu由，停振，计数器开始计数 uvlo 的次数。vcc 下降到 10v(uvlo(off) 时，触发 uvlo, 计数器计数1次，高压电流源打开， vcc 电容充电到 16v(uvlo(on) 时，高压 源关闭， vcc 电容放电到 10v(uvlo(off) 时, 计数器计数2, 发出reset信号解除olplatch同时高压电流源打开，vcc电容充 电到16v(uvl

5、o(on)时，uvlow除，高压源关闭，打开pwmu由， 起振。若此时外部过载或短路状况消除，则维持振荡。否则，再次触发olp,如上周而复始。与ovp不同的是，olp须通过 counter reset恢复。olp 通过counte两次计数的时间间隔，等待外部电路的过载状况 消除再恢复起振，可避免多次试起振而带来的电能消耗，也减小了功率器件的热应力。6、 pw厢出级和最大占空比限制由cmos!冲器构成输由级，增大了驱动能力，可直接驱动功率 开关管(500ma的驱动能力)o限制最大75%勺占空比，以防过大的占空比导致变压器饱和。7、 其它的故障保护rt pin short to groundrt

6、pin floatingcs pin floating以上故障状态，pwmt由均会立即关闭。8、 下拉电阻和限流电阻为避免因 pwm输由门悬浮导致的电压不确定而引致开关 mosfetc作异常或误触发，止匕pwm ic内置了下拉电阻。为覆盖门电阻断开的状况，建议在开关 mosfet勺门极也加下拉电阻。此外,开关mosfet勺门极的下拉电阻也可泄放从cgd电容流到门极的电荷，不致积聚误触 mosfe琲预期的导通。hv pin 上外接限流电阻r4 的目的是防止ic 内部短路引致ic烧坏。9、 on/off控制将vcomp拉低到1.2v以下，可关断pwmj由门；当拉低移除后可 恢复。10、 、 周边电

7、路1) 、 本电源为单端反激式 220/3a 输入， 68v/0.96a 输出， 开关频率100khz开关电源。2) 、交流输入部分：ac input: 110v-240v fuse: 250v/3art为ntc型热敏电阻，通电时防浪涌电流 ；rv为压敏电阻，防电网突波对电路的损坏。c1 为 x 电容，抑制差模干扰；r1、r2串联作为c1、cyt cy2的静电荷泄放通路；l1 为共模电感，抑制共模干扰；cy1、cy2为y电容，中间接交流地，配合共模电感抑制共模干扰；br1(800v/4a) 桥式整流。3) 、初级c13 为输入端滤波电容；r5/c3 串联 in4007 与初级线圈并联，减小开关

8、管关断期间， 初级线圈反向感生电动势以及漏感对开关管的冲击。开关管 q01 为 800v/4a, 满足耐反压(约 600v 多的反压)和初级最大电流(最大1.1a 左右)要求。r3 (0.71r,1w)为电流反馈和过流保护检测电阻，过流设置点电压为 0.85v, 峰值 ipeak=0.85v/0.71r=1.2a.t1 初级除 pin 1 、 2、 3 间线圈构成的功率绕组外，还有 pin 4、5、 6 间线圈构成的辅助绕组，用于给u1 工作电压。需要特别说明的是，r14(10r,5%)用于给u1内部zenerf提供上拉电阻。探讨：1、 zd1 的使用由于u1的vcc pin 有ovp作用，故

9、原电路图中在c5上并zd1(20v)可能会使 ovpfe效。原因(前面介绍 ld7575 时有涉及) ：当 vcc 电压因电源故障 (如反馈网络故障、输入交流电压高于电源 line regulation 范围等)达到 27.5v(ovp) 时，触发ovp。故建议将去掉zd1,同时c5容值增大或增加并联e-car d2使用肖特基二极管。 将辅助绕组相位反转， 以便让辅助绕组在开关管 导通期间有输入供电，而非由释放储能供电。2、 q01 门极下拉电阻r12(20k,1%) 的接法原电路图r12一端与r3一端相接，会有约 0.5a电流流入r3, 一方面会导致 oc喉前到来。也会影响脉宽调节。故建议将

10、r12接地。11 、 功率变换为反激式变换。其优点：1、 比正激式变换电路少用一个大的储能电感和一个续留二极管；2、输出电压受占空比的调节幅度相对于正激式变换电路要高很多；3、开关管关断期间，变压器储能向负载释放，磁芯磁通自然复位，不需要加磁复位绕组。4、由于反激式的占空比取得比正激式小（正激式一般在0.5 左右） ，故反激式的开关管漏极承受的反压较小。缺点：输出电压的瞬态控制特性比正激式差；纹波较大。12 、 次级半波整流、滤波。次级绕组在开关管截止期间将导通期间储存在变压器中的能量向负载释放。c6-c16-r13 构成整流二极管d3 的保护电路和反向恢复电路。c10/c15/c9 是滤波电

11、容。c15、 l2、 c9 构成输出端pai 型滤波器，用于纹波抑制。zd3有输由过压保护作用。13 、 反馈环路r16、r10 r17接在输生滤波器前作为输由电压取样，可以计算r17上分压约为2.5v,与tl431调节端相接，作为输由sensing号：这个电压与tl431 内部的 2.5vref 比较， 压差控制其阴阳极通过的电流量，这个电流控制光耦u3初级的光强，此光强控制光耦u3次级电阻值，光耦 u3次级上接ld7575的comp八此脚通过内部的上拉电阻分压，其值随光耦初级反馈量的不同而变化：当电源输出电压偏高时，分压取样电压大， tl431 电流增大，光耦光强增大，光耦次级电阻变小，分

12、压变小，占空比调大，输出电压增大。另外， 接于输出负载回路中的 isense 电阻 r18（0.1r） 取样负载电流的值，将这个vsense通过r9接到运放u5的a单元的同相输入端，u5a放大约120倍后，接到u5的b单元的反向输入端：随充电电流变化， u5b 的输出电压相应变化，与u5b 输出相接的二极管d1流过的电流也相应变化， 光耦初级的电流也相应变化， 以此来调节占空比，不至因负载（电池）电压低时，脉宽调节超过调节范围而使电源啸叫，最终烧坏。具体调节过程：当电池电压低于 68 （1+5% v时，r18上的vsense增大，运放输出减小，通过二极管d1 的电流增大，补偿光耦初级的因输出电压下降减少的电流，使脉宽不至于加大到超出调节范围。14 、 建议：a） 去掉输出滤波电容c9, 同时增大电感前的滤波电容的容值；b）将 r18 的 pin2 接到 r9 的 pin2;c） 增加一个三端稳压器7805 ，从输出整流二极管和输出滤波电感之间接线到其输入端，稳压得到 5v 供运放作为工作电压；d） 变压器初级的漏感电流泄放网络修改：改二极管与阻容网络（ r5/c3 ）串联为并联，断开下端与初级功率绕组的连接，而与一次测的