第3章 数据传输技术 2A

1、1 数据通信与计算机网络 第 3 章数据传输技术 2 第 3 章 数据传输技术 教学目的 n掌握实现数据传输的各 种基本技术，包括数字 基带传输技术、数字频 带传输技术、脉冲编码 调制技术、信道访问技 术、信道复用技术、扩 频技术、同步控制技术、 数据交换技术和差错控 制技术。 学习内容 数字基带传输技术 数字频带传输技术 脉冲编码调制技术 信道访问技术 信道复用技术 扩频技术 同步控制技术 数据交换技术 差错控制技术 3 第3章：内容提纲 3.1 数字基带传输技术 3.2 数字频带传输技术 3.3 脉冲编码调制技术 3.4 信道访问技术 3.5 信道复用技术 3.6 扩频技术 3.7 同步控

2、制技术 3.8 数据交换技术 3.9 差错控制技术 3.0 通信系统通信系统 5 3.1 数字基带传输技术 n基带信号(简称基带)是指原始的数据信号。基带 信号中含有直流、低频率和其他频率成分的谐波 分量。 n直接利用基带信号的传输方式，称为基带传输。 以基带传输方式实现的传输系统，称为基带传输 系统。 n为什么要研究基带传输呢？主要理由是： 近距离传输常采用基带传输，颇有实用价值； 多数传输系统对传输信号都有一个处理基带波形的过 程； 理论上可证明，任何一个带通传输系统总可以由一个 基带传输系统来替代。可见，基带传输是研究频带传 输的基础，具有一定的意义。 6 3.1.1 基带传输对信号的要

3、求(续1) n由于实际的传输信道存在各种缺陷(频率特性 的不理想和噪声的影响) ，因此需要对原始数 据信号进行码型变换和波形处理，使之成为适 合于在相应系统中传输的信号。 n基带传输是不搬移频谱的直接传输。通常经过 波形变换后，仍含有直流成分，所以基带传输 有两种方式：直流传送和交流传送。其中，以 交流传送方式为优。 7 3.1.1 基带传输对信号的要求(续2) 基带传输对传输信号的要求 应有利于提高系统的频带利用率。 应含有少量的直流、甚低频及高频分量。 应含有可供提取定时信号的信号分量，容易同 步。 其码型不应受信源统计特性的影响。 其频谱能量要集中，所占带宽要窄。 码型应具有较强的抵抗力

4、和自检能力。 变换电路应简单，成本低，性能好，易调整。 8 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型 1、基带信号的波形 n基带信号的波形有多种，因矩形易于形成和变 换，故最为常用。 n常用的基带信号波形： n单极性不归零脉冲(图3-2a)（NRZ） n单极性归零脉冲(图3-2b)（RZ） n双极性不归零脉冲(图3-2c) n双极性归零脉冲(图3-2d) n差分波形(图3-2e) n多电平脉冲(图3-2f) 9 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续1) “1”- E / 0 “0”- 0 / E “1”“0”/“0”“1 ” 进行极性变化 (a)单极性 不归零脉冲 (b)单极性 归零脉冲

5、(c)双极性不 归零脉冲 (d)双极性 归零脉冲 (e)(传号) 差分脉冲 (f)四电平 脉冲 3E -3E 0 E 11 -E 00101110110110 “1”- E “0”- 0 “1”- E “0”- -E “00”- 3E “01”- E “11”- -E “10”- -3E 10000101010100000010101111 E E 0 0 0 -E -E E E E 0 编码规则 10 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续2) n按照上述基带信号波形的特征，可归纳为三种基本 分类： 按照信号的极性不同，分为单极性和双极性信号。 按照每位信号的单一极性电位是否占满整个码元

6、 时间（周期），分为归零信号与不归零信号。 按照信号幅度的取值状态数不同，分为二电平信 号和多电平信号。 n由于单极性信号含有较大的直流分量，且判决可靠 性较差（判决电平），所以使用双极性信号较为普 遍。 n每个多电平信号所含的信息量是二电平信号的 n 倍， 因此在相同传信速率的情况下，多电平信号的符号 速率（波特率）仅为二电平信号的1/log2n。 11 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续3) 2、常用的基带传输码型 nITU-T建议使用的基带传输码型有20余种。常用 的有： 双相码(图3-3a) 。又称分相码、裂相码或曼彻斯特 (Manchester)码。它用一个周期的方波表示“1

7、”，而用它 的反相波形表示“0”。 差分双相码(图3-3b)。利用“差分”的概念，将双相码 中用绝对电平表示的波形改为用电平的相对变化的波形。 传号交替反转码(图3-3c)。记作AMI码。其编码规则是： 信息“0”变换为基带信号幅度取值为零，而“1”则交替地 变换取值为+E和-E的归零码。 三阶高密度双极性码HDB3 (图3-3d)。 电子科技大学通信学院12/108 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续4) 13 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续4) “1”- E / -E “0000”- 000V / B00V “0”0 ( a ) 双 相 码 (b)差分 双相码 ( c

8、) 传 号 交替反转 码 00101110110110 -E E “1”- -EE “0”-E- E E 0 0 “1”- E / -E “0”- 0 “1”、“0”- -EE E- E “1”“0” 极性变 化 E 0 -E -E (d)三阶高密 度码HDB3 0 01000111000000 E -E 编码规则 双相码： n又称曼彻斯特（Manchester）码 n用一个周期的正负对称方波表示“0” ，而用其反相波形表 示“1” 。 “0” 码用“01”两位码表示，“1” 码用“10 ” 两位码表示 n 例： 消息码： 1 1 0 0 1 0 1 双相码：10 10 01 01 10 01

9、 10 n特点： 双相码波形是一种双极性NRZ 波形，只有极性相反的两个电 平。 它在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富 的位定时信息，且没有直流分量，编码过程也简单。 缺点：是占用带宽加倍，使频带利用率降低。 差分双相码 n为了解决双相码因极性反转而引起的译码错误， 可以采用差分码的概念。 n双相码是利用每个码元持续时间中间的电平跳变进 行同步和信码表示（由负到正的跳变表示二进制 “0” ，由正到负的跳变表示二进制“1” ）。而在 差分双相码编码中，每个码元中间的电平跳变用于 同步，而每个码元的开始处是否存在额外的跳变用 来确定0/1: n有跳变则表示二进制“1” n无跳变则表

10、示二进制“0” 。 电子科技大学通信学院19/108 4.9 线路码型线路码型 20 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续5) 3、基带传输码型的分析 各种码型的功率谱曲线 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续6) 由各种码型的功率谱曲线，可得如下结论： 在直流传送方式中，双极性不归零码（NRZ）的大 部分能量集中在零频率点附近，直流和低频能量很 大。所占带宽为0f0。仅适用于近距离传输。 在交流传送方式中， 交流码型都不含直流成分，可作为线路传输码型 所占带宽：双相码和差分双相码最宽，为02 f0。 21 23 3.1.2 基带信号的波形及其传输码型(续7) 在交流传送方式中(续

11、) 提取定时信号，当出现连“0”码时，将使提取 定时信号变得困难。 传输过程中如将两根传输线对调接线位置， 双相码解码后易发生极性错误，其他则不会。 AMI码和HDBn码邻近线对的干扰小。 抗干扰性能以二电平码为最好。 AMI码、HDB3码均有较好的检测错误的能力。 24 第3章：内容提纲 3.1 基带传输技术 3.2 频带传输与调制技术 3.3 脉冲编码调制技术 3.4 信道访问技术 3.5 信道复用技术 3.6 扩频技术 3.7 同步控制技术 3.8 数据交换技术 3.9 差错控制技术 25 3.2 数字频带传输技术 n基带传输在数据传输中并非占据主导地位。其原 因是多数信道(尤其是无线电

12、信道)并不能进行直 接传输，必须用基带信号对载波波形的某些参量 进行控制，使这些参量随基带信号的变化而变化， 成为以载波频率为中心的带通信号，这就是“调 制”的概念。 n“调制”是实现频谱搬移，将数字基带信号变换 成适合于信道传输的频带信号。用载波调制进行 传输的方式称为频带传输。 n调制分为线性调制和非线性调制两种。 n线性调制的频谱产生平移， n而非线性调制的已调信号的频谱中会出现新的频率分 量。 26 3.2 频带传输与调制技术(续1) n在数据通信系统中，一般选用形式简单、便于生 成和接收的正弦信号作为载波。 n数据通信一般采用数字调制，它是用载波信号参 量的离散状态来表征所传输的数据

13、信息，在解调 时只需对载波信号的受调参量进行检测和判决。 n数字调制就是利用数字信号键控载波的幅度、频 率和相位，实现振幅键控(ASK) 、频移键控(FSK) 和相移键控(PSK) 。 n数字调制形式的选择往往是频带利用率、差错率、 信噪比、抗干扰、抗衰落特性和设备实现复杂性 等因素综合考虑的结果。 3.2 频带传输与调制技术(续2) 二进制正弦载波的基本键控波形 27 28 正弦形载波 ： 或 式中，A 振幅 (V)； f0 频率 (Hz)； 0 = 2 f0 角频率 (rad/s)； 为初始相 位 (rad)。 n3种基本的调制制度： n振幅键控ASK n频移键控FSK n相移键控PSK

14、)cos()( 0 tAts)2cos()( 0 tfAts TTT “ 1” “ 1” “ 0” “ 1” “ 1” “ 0” T 29 n矢量表示法和矢量图 tte tj sincos 30 3.2.1 基本数字调制技术 1、数字幅度调制 二进制幅度键控(2ASK) n基本思想：利用数字基带信号键控载波幅度的变 化，即传送“1”信号输出正弦载波信号 ，传送“0”信号无载波输出。 )cos( cct A 010011100 基带信号 调幅 31 二进制振幅键控(2ASK) 基本原理 n表示式： 式中，0 2f0为载波的角频率； n调制方法 : n相乘电路：包络可以是非矩形的 n开关电路：包络

15、是矩形的 TtttAts0)cos()()( 0 ”时。当发送“ ”时，当发送“ 00 1 )( A tA 相乘器 cos0t s(t)A(t) cos0t s(t) A(t) 32 3.2.1 基本数字调制技术(续1) 2ASK信号的调制 33 3.2.1 基本数字调制技术(续2) 2ASK信号的解调 n主要有包络检波法和相干解调法。 n相干调解法的基本原理：将输入已调信号S(t)与相 干载波信号C(t)在相乘器相乘后，再由低通滤波器 过滤，即得所需的基带信号(图3-7)。 n实现相干解调的关键：有一个与ASK信号的载波保 持同相同频的的相干载波，否则会产生波形失真。 34 n解调方法： n

16、包络检波法（非相干解调） 不利用载波相位信息 ： n相干解调法 利用载波相位信息： 包络检波器包络检波器 全波全波 整流整流 带通带通 滤波滤波 低通低通 滤波滤波 抽样抽样 判决判决 定时脉冲定时脉冲 s(t) A(t) 相干载相干载 波波 cos 0t 相乘相乘 电路电路 带通带通 滤波滤波 低通低通 滤波滤波 抽样抽样 判决判决 定时脉冲定时脉冲 s(t)A(t) 35 3.2.1 基本数字调制技术(续3) 多进制幅度键控(MASK) n基本思想：利用多电平的矩形基带脉冲去控制正 弦载波信号幅度。 36 3.2.1 基本数字调制技术(续4) n多电平信号所包含的信息量是二电平信号 的lo

17、g2M倍(M为电平数)，所以多电平调制 的频带利用率(指单位频带内的信息传输速 率)比二电平调制高。 nMASK信号的解调方法与2ASK相同，也有 包络检波法和相干解调法。 37 3.2.1 基本数字调制技术(续7) 2、数字频率调制 n基本思想：利用数字基带信号控制载波频率的变 化来传输数字信息“1”和“0”。 nFSK的抗噪声、抗衰落优于ASK，设备不复杂、 实现较容易，所以一直被广泛应用在中、低速数 据通信系统中。但是，由于在功率和频率利用率 方面，传统的2FSK不及PSK，在DPSK取得成功 后，被逐渐取而代之。近年来，FSK有着很大进 步，在卫星、无线电通信中得到应用。 38 3.2

18、.1 基本数字调制技术(续8) 二进制频移键控(2FSK) n2FSK信号一般用频率选择法和载波调频法。频 率选择法产生相位不连续的2FSK信号。载波调 频法产生相位连续的2FSK信号。 010011100 基带信号 调频 39 二进制频移键控(2FSK) 基本原理 n表示式： n产生方法： n调频法： 相位连续 n开关法： 相位不连续 ”时当发送“ ”时当发送“ 0)cos( 1)cos( )( 00 11 tA tA ts A(t) 开关电路开关电路 频率源频率源1 频率源频率源0 s(t) f1 f0 调频器调频器 A(t)s(t) 40 3.2.1 基本数字调制技术(续9) 2FSK信

19、号的调制 n利用频率选择法生成2FSK信号 41 n接收方法： n相干接收： n非相干接收： n包络检波法： 定时脉冲定时脉冲 低通滤波低通滤波 低通滤波低通滤波 抽样判决抽样判决 输出输出 带通滤波带通滤波 f0 带通滤波带通滤波 f1 输入输入 相乘相乘 相乘相乘 cos 0t cos 1t V0(t) V1(t) y1(t) y0(t) 带通滤波带通滤波 f0 带通滤波带通滤波 f1 包络检波包络检波 包络检波包络检波 抽样判决抽样判决 定时脉冲定时脉冲 输入输入输出输出 V0(t) V1(t) 42 3.2.1 基本数字调制技术(续10) 2FSK信号的解调 n有相干解调法和非相干解调

20、法。 n目前常用非相干解调法(图3-10)，虽然它的抗干扰 性能不及相干解调法优越，但解调时无需从FSK 信号中提取相干载波，因而实现起来比较简单。 n实现非相干解调的关键是匹配滤波器。频率准确 度很重要。 43 n过零点检测法 带通滤波带通滤波放大限幅放大限幅低通低通微分微分整流整流脉冲展宽脉冲展宽 a b c e d f 44 3.2.1 基本数字调制技术(续11) 多进制频移键控(MFSK) n基本思想：利用M个不同频率的信号波形(如正弦波)来代 表M进制的M个码元符号。 MFSK信号的调制 nMFSK信号的生成常采用频率选择法(图3-11)。 45 3.2.1 基本数字调制技术(续12

21、) MFSK信号的解调 n有相干解调法和非相干解调法(图3-12) 。 46 3.2.1 基本数字调制技术(续13) 3、数字相位调制 n基本思想：利用基带数字信号控制载波相位的变 化来传输数字信息“1”和“0”。 调相 010011100 基带信号 47 二进制相移键控(2PSK) 基本原理 n表示式： 式中， 或 )cos()( 0 tAts ”时当发送“ ”时当发送“ 1 00 ”时当发送“ ”时当发送“ 1)cos( 0)cos( )( 0 0 tA tA ts ”时当发送“ ”时当发送“ 1cos 0cos )( 0 0 tA tA ts 48 n产生方法 ： n相乘法： 用二进制基

22、带不归零矩形脉冲信号A(t)去和载波相乘。 n选择法：用开关电路去选择相位相差 的同频载波。 49 n2PSK和2ASK信号波形关系 A 2A A (a) 2ASK (c) 载波载波 (b) 2PSK 50 n解调方法： n必须采用相干接收法。 n难点：第一，难于确定本地载波的相位 因有 分频器的相位不确定性、信道不稳定性。 第二，信号波形长时间地为连续的正（余）弦波形时，使在接收 端无法辨认码元的起止时刻。 n 解决办法： 采用差分相移键控(DPSK)体制。 本地载波本地载波 提取提取 带通滤波带通滤波 低通滤波低通滤波相相 乘乘抽样判决抽样判决 V(t) 二进制相移键控BPSK 带载波恢复

23、电路的BPSK接收机框图 52 3.2.1 基本数字调制技术(续14) n载波相位变化有“绝对移相”和“相对移相”两 种。 n“绝对移相”是利用载波的不同相位直接去表示数字 信息， n而“相对移相”则利用载波的相对相位，即前后码元 载波相位的相对变化来表示数字信息的。 n由于表征信息的载波相位只取有限个离散值，故又称 相移键控(PSK)。 n由于实际系统中接收端提供的相干载波往往存在“相 位模糊”现象。因此，“绝对移相”虽提出很早，但 实用的却是“相对移相” (DPSK)。 n相移键控不仅在恒参信道上具有较优的抗噪声性能和 频带利用率，而且在有衰落和多径现象的信道上也有 较好的接收结果。与幅度

24、键控、频移键控相比，是一 种比较优越的调制形式。 53 3.2.1 基本数字调制技术(续15) 二进制相对相移键控(2DPSK) n由于相对移相是利用前后码元之间载波相位的相 对变化来传送数字信息的，当保持前后码元载波 相位差不变，解调后恢复的数字信息就不会出现 极性相位，因此相对移相能够克服相位模糊现象。 n2DPSK信号的典型波形如图3-13所示。每个码元 中载波相位的变化是以前一码元载波相位作为参 考的。 n若假定当传送的数字信号为“1”时，码元中载波的相 位相对于前一码元的载波相位差为；当传送的数字 信号为“0”时，码元中载波的相位相对于前一码元的 载波相位不变。 54 基本原理 n表

25、示式： 设为当前码元和前一码元的相位之差： 则，信号可以表示为 式中，0 2 f0为载波的角频率； 为前一码元的相位。 例： ”时当发送“ ”时当发送“ 1 00 Tttts0),cos()( 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 2DPSK码元相位码元相位( + ) 0初始相位初始相位 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1 0 11 1 1 0 0 1 1 0 1 基带信号基带信号 55 n间接法产生2DPSK信号 n从接收码元观察：不能区分2DPSK和2PSK信号 若码元相位为： 0 0 0 发2DPSK信号时: A = 1 1 1 0 0 1 1 0 1 （初相0） 发2

26、PSK信号时： B =1 0 1 1 1 0 1 1 0 （1 ） n若将待发送的序列A，先变成序列B，再对载波进行2PSK调制， 结果和用A直接进行2DPSK调制一样: 基带序列： A =1 1 1 0 0 1 1 0 1（绝对码） 变换后序列：B = (0)1 0 1 1 1 0 1 1 0（相对码） 2PSK调制后的相位: (0) 0 0 0 n变换规律： 绝对码元“1” 使相对码元改变； 绝对码元“0” 使相对码元不变。 56 n变换方法：用一个双稳态触发器 n间接法2DPSK信号调制器原理方框图 码变换器码变换器 （双稳触发器）（双稳触发器）绝对码绝对码 相对码相对码 A(t) 载波

27、载波 移相移相 s(t) 码变换码变换 57 n2DPSK信号的解调 n相位比较法： 缺点：对于延迟单元的延时精度要求很高，较难作到。 n相干解调法：先把接收信号当作绝对相移信号进行相干解调，解 调后是相对码，再将此相对码作逆码变换，还原成绝对码。 s0(t) 相相 乘乘带通滤波带通滤波低通滤波低通滤波抽样判决抽样判决 V(t) 延迟延迟T s(t) A(t) s1(t) 本地载波本地载波 提取提取 相相 乘乘带通滤波带通滤波低通滤波低通滤波抽样判决抽样判决逆码变换逆码变换 58 n逆码变换器 脉冲展宽脉冲展宽 逆码变换器逆码变换器 微分整流微分整流 cba b c 1 1 1 0 0 1 1

28、 0 1（绝对码）（绝对码） a(0) 1 0 1 1 1 0 1 1 0（相对码）（相对码） (a) 原理方框图原理方框图 (b) 波形图波形图 59 3.2.1 基本数字调制技术(续16) n从分析数字信息与码元信 号载波相位的关系可知： 把数字信息码先变换成相 对码，再用它去进行绝对 移相，与将它直接进行相 对移相的结果是一样的。 n这说明相对移相是变换成 相对码后的数字信号序列 的绝对移相。在用相对码 表示传送信息之后， 2DPSK信号的时域表达式 和功率谱密度与2PSK信号 是相同的。 60 3.2.1 基本数字调制技术(续17) 2DPSK信号的调制 n2DPSK信号的调制有调相法

29、和相位选择法。但都 需要进行预处理，即先把输入的基带信号编码转 换成相对码，再进行绝对移相(见图3-14)。 61 2DPSK信号的解调 n2DPSK信号的解调有两种方法：极性比较法和相位比较法。 n用极性比较法解调2DPSK信号的原理框图及各点波形如图 3-16所示。 DPSK相位比较法接收机框图及相关波形相位比较法接收机框图及相关波形 62 3.2.1 基本数字调制技术(续19) 多进制移相键控(MPSK) n多进制相移键控是利用载波的多个相位或相位差 来表示数字信息的。 n多相调制载波的每一相位或相位差与k比特码元 的一个状态相对应，而k比特码元包含的信息量 是二进制码元所含有信息量的k

30、倍。随着k取值增 大，信号之间的相位差也随之减小，传输可靠性 降低。所以在实际使用中用得较多的是k=4、8。 n在M进制相移键控中，多相调制波形可看作对两 个正交载波进行多电平双边带调制所得信号之和。 因此，多相调制波的带宽与多电平双边带调制一 样。 63 3.2.1 基本数字调制技术(续20) n四相调制也有绝对相移键控(4PSK)和相对 相移键控(4DPSK)两种实现方式。 n4PSK是利用载波的四种不同相位来表示数 字信息的。因为4PSK存在相位模糊现象， 所以在实际常采用4DPSK。 n4DPSK信号可以看成是两路正交的2DPSK 信号的合成。生成4DPSK信号通常采用调 相法和相位选

31、择法。 QPSK8PSK 调制 解调 66 3.2.2 正交幅相调制 n基本思想：利用两个独立的基带波形对两个相互 正交的同频载波进行抑制载波的双边带幅度调制。 n利用合成的已调信号在相同频带范围内频谱正交 特性，从而实现了在同一频带内两路数据信息的 并行传输。 n基带波形为矩形脉冲的正交幅度调制，称为正交 幅度键控(QASK)。基带波形为多电平时，则构 成多电平正交幅度键控(MQASK)。 67 3.2.2 正交幅相调制(续1) 正交幅度调制的原理图 正交幅度键控信号解调必须采用相干解调法。 载波信号 m1(t) 基带信号 m2(t) (a)调制 载波信号 m2(t) 基带信号 m1(t)

32、已调信号 S(t) (b)解调 m1(t) m2(t) + 低通 滤波器 低通 滤波器 cos ctcos ct sin ctsin ct 68 3.2.3 幅相混合调制 n多进制调制技术提高了频带利用率，是以牺牲功 率利用率为代价。在信号星座图中，当M值增加 时，各信号之间的最小距离减小，相应的信号判 决区域缩小，因而接收信号的误码率将随之提高。 n1960年，C.R.Chen提出了幅相混合键控APK的设 想。幅相混合键控是对载波信号的幅度和相位同 时进行调制的一种调制形式。在M值较大的情况 下，幅相混合键控不仅可以提高系统的频带利用 率，而且还可以获得较好的功率利用率，而设备 却比MPSK

33、系统简单。 69 3.2.3 幅相混合调制(续1) n幅相混合调制是对载波信号的幅度和相位同时进 行调制的一种调制形式。当选择载波信号的不同 幅度和不同相位，对其进行不同的组合时，就可 得到多种不同类型的APK信号。 nAPK信号的时域表达式为 n ncsn tnTtgatS)cos()()( n csn n csn tnTtgYtnTtgXsin)(cos)( n此式表明APK信号可看作两个正交载波调制信号之和。 )sin)(cos(ReReRe )( tjtjYXeeaea ccnn tjj n tj n cnnc 70 3.2.3 幅相混合调制(续2) n通常把APK信号矢量端点(An，

34、Bn)在二维空间内 的分布图称为星座图。图3-18表示在功率相等 或最大幅度相等的条件下，16QAM和16PSK信 号的星座图。 71 3.2.3 幅相混合调制(续3) 结论 n16PSK相邻信号点之间的距离为 d16PSK=0.39A， 16QAM相邻信号点之间的距离为 d16QAM=0.47A， 则d16QAMd16PSK，这结果说明超过约1.64dB。 n幅度相位混合调制在M比较大的情况下，不仅可 以使通信的有效性和可靠性有较好的改善，而且 在设备构成上也比MPSK系统简单，所以在载波 信道和微波信道中得到了重视和应用。（DVB-T) 3.2.4 正交频分复用调制 n正交频分复用OFDM

35、调制技术实际上是一种多载 波调制。 n基本思想是：将信道分成若干个正交子信道，再 将高速串行数据信号转换成并行的低速子数据流 ，调制到每个子信道上进行传输。接收端采用相 关技术将正交信号分开，这样可以减少子信道之 间的相互干扰。 n由于每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带 宽，因此可将每个子信道上看成平坦性衰落，从 而消除了符号间干扰。而且每个子信道的带宽仅 是原信道带宽的一小部分，因此信道均衡变得相 对容易。 72 OFDM发射机 OFDM接收机 3.2.4 正交频分复用调制的优点 OFDM调制的优点 n具有较高的频谱利用率，在抗多径衰落、抗窄带 干扰能力上具有明显的优势， n可有效地抗信

36、号波形间干扰，可以提高系统的非 视距传播能力，适用于多径环境和衰落信道中的 高速数据传输。 75 不同调制方式的信道容量 77 3.3 脉冲编码调制技术 n话音和视频类的模拟数据在数字网络上进行数字 传输时，需将模拟数据转换成数字信号，此时要 用到一对编解码器。编解码器使用的主要技术是 脉冲编码调制PCM(Pulse Code Modulation)。 nPCM主要有三种方式：标准PCM、差分脉冲编码 调制DPCM（Differential PCM）和自适应差分脉 冲编码调制ADPCM（Adaptive DPCM）。 n标准PCM把频带被量化为线性步长，用于存储绝 对量值。DPCM存储的是前后

37、样本值之差，因而 存储量减少了约25%。ADPCM 改变了DPCM的量 化步长，在给定的信噪比下可压缩更多的信息。 78 3.3.1 标准PCM技术 n基本原理：对一个信号f(t)以固定均匀的时间间 隔并且高于信号最大带宽两倍以上的速率进行采 样，那么这些样本就包含了原始信号中的所有信 息而不会发生混叠。这些样本通过低通滤波器就 可重建函数f(t)。 n以4000Hz（3400Hz）话音信号为例，通常择取8000 个样本/秒就足以反映这个话音信号。需注意的是， 这些样本是模拟样本(脉幅调制PAM样本)。欲想转换 为数字，还需要为每个模拟样本赋予一个二进制码。 n常用8比特样本(即允许256个量

38、化电平)，则经恢复后 的话音信号就可达到模拟传输同样的效果。所以，传 输一路话音信号所需要的传输速率是 8000个样本/秒8比特/样本=64kb/s 79 3.3.1 标准PCM技术(续1) 采样器量化器编码器模拟 信号 数字 信号 时间离散、振 幅连续的信号 (PAM脉冲) 时间离散、振 幅离散的信号 (PCM脉冲) (a) 话音信号 (c) 模拟样本 (d) PCM码 1110010011010000011011000100010000100110 (b) 采样脉冲 脉码调制框图 3.3.1 标准PCM技术(续2) 脉码调制的主要过程 n采样 将发送端输入的时间连续、振幅连续的模 拟信号转

39、换成离散时间、连续幅度的采样信号 (PAM脉冲)。 n量化 把时间离散、振幅连续的采样信号转换成 时间离散、振幅离散的信号(PCM脉冲) 。 n编码 将量化后的数字信号进行编码形成二进制 比特流的数字信号。（对数PCM编码) PCM编码过程的实质是将模拟数据转换成为一个 二进制脉冲序列(即模/数转换)。 80 3.3.1 标准PCM技术(续3) 脉码调制的主要过程(续) 81 模拟信号 数字信号 时间离散、振 幅连续的信号 (PAM脉冲) 时间离散、振 幅离散的信号 (PCM脉冲) 编码器量化器采样器 n接收端恢复得到的f(t)与发送端输入的f(t)是有 差别的，这是由量化误差的影响所造成的。

40、 3.3.1 标准PCM技术(续4) PCM信道的特点 具有较强的抗干扰性。因为采用再生中继技术， 远距离再生中继时噪声不会累积； 可采用有效、安全的编码技术，提高了系统的可 靠性和安全性； 适于高速数据传输； 需要很宽的传输频带，传输一路PCM数字电话信 号，约占32kHz的带宽； 整个通信系统较复杂。 82 83 3.3.1 标准PCM技术(续5) 影响PCM中继间隔距离的因素 n码间串扰 发送/接收端的滤波器和线路的线性失 真，以及再生中继站均衡器的不理想，会引起信 道传输的基带波形的展宽与较长的拖尾，这对后 继波形将会造成干扰，这种干扰称为码间干扰。 码间干扰难以避免，用均衡器可减少影

41、响。 n线路噪声 指热噪声、脉冲噪声、系统间的串话噪 声等噪声。 84 3.3.1 标准PCM技术(续4) n串话干扰 当PCM线路与话音线路设置在同一条 电缆内，来自话音电路的冲击性噪声(主要是拨号 脉冲噪声)也会对PCM中继设备产生串话干扰。 3.3.2 自适应差分脉冲编码调制 n自适应差分脉冲编码调制ADPCM是在DPCM基础 上，在模数转换后的语音信号中计算两个连续话 音取样之间的差异而进行编码的一种技术。 n核心想法是： 利用自适应算法改变量化阶的大小； 使用过去的样本值估算下一个输入样本的预测 值，使实际样本值和预测值之间的差值总是接 近于最小。 因此，ADPCM 所用量化间隔的大

42、小可按差值信 号的统计结果能自动适配到最佳量化，从而使 因量化造成的失真最小化。 85 86 第3章：内容提纲 3.1 基带传输技术 3.2 频带传输与调制技术 3.3 脉冲编码调制技术 3.4 信道访问技术 3.5 信道复用技术 3.6 扩频技术 3.7 同步控制技术 3.8 数据交换技术 3.9 差错控制技术 87 3.4 信道访问技术 n“访问”（Access）是指引起主、客体之间的信息相互交换 或者系统状态改变的主、客体交互行为。 n确保单一使用公用信道的技术称为信道访问技术。 访问特征访问特征使用技术使用技术 预约式预约式 静态静态频分多路复用（频分多路复用（FDMA），时分多路复用

43、（），时分多路复用（TDMA） 码分多路复用（码分多路复用（CDMA），空分多路复用（），空分多路复用（SDMA） 动态动态集中统计时分多路复用集中统计时分多路复用（ATDMA） 无冲突访问无冲突访问 选择式选择式 菊花链式访问，轮叫轮询，传递轮询，单一选择菊花链式访问，轮叫轮询，传递轮询，单一选择 争用式争用式 ALOHA纯纯ALOHA(P-ALOHA)，时隙，时隙ALOHA（S-ALOHA） CSMA非坚持非坚持CSMA，1坚持坚持CSMA，P坚持坚持CSMA，CSMA/CD 环环 式式权标（权标（TOKEN），分时环，寄存器插入，开关转换，分时环，寄存器插入，开关转换 混合式混合式预约预

44、约ALOHA，有限争用，争用环，有限争用，争用环 88 3.4.1 轮询访问技术 n轮询访问是在多个结点共享公用信道的线路中， 主机依照一定的顺序探询各结点有无传送信息 的要求，被探询的结点如有传送信息的要求就 占用公用信道，将信息发送给主机。否则，主 机继续探询下一结点。这是一种轮询式的受控 接入信道访问技术。 n按照探询控制权的转移与否，轮询可分为轮叫 轮询和传递轮询两种类型。 89 3.4.1 轮询访问技术(续1) 1、轮叫轮询 n轮叫轮询的基本原理如图3-21所示。 n轮叫轮询是由主机按事先确定的顺序向各个结点 或者向指定结点轮流询问，并接收各结点发来的 信息。因为主机一直持有探询各结

45、点的控制权， 各结点始终是被探询的对象，因此是一种集中控 制的方法。 3.4.1 轮询访问技术(续2) n假设主机向各结点发送的探询帧为定长，其传输 时间为t0 ，每个结点识别探询帧所需平均时间为 ts，各结点在多点线路上物理分布是均匀的，主 机到最远结点的单程传播时间为。则采用轮叫 轮询的整个探询系统巡回时间为 L=N(t0 +ts)+(N+1) (3-20) n举例：详见教材例3-2 90 91 3.4.1 轮询访问技术(续3) 2、传递轮询 n传递轮询的基本工作原理如图3-22所示。 n传递轮询允许被探询结点修改探询帧的接收地址， 从而克服了轮叫轮询方式中主机一直掌握着发送 探询帧的控制

46、权，造成通信开销大、帧的传送时 延长的缺点。 92 3.4.1 轮询访问技术(续4) n注意两点： 1、传递轮询控制中，探询帧和响应帧都附有接 收地址，是接收结点的单一性的保证。 2、传递轮询的特点是探询控制权的转移。改变 接收结点地址顺序，就可控制轮询的顺序。 n采用传递轮询技术的整个系统巡回时间为 L=Nts+2 (3-21) n举例：详见教材例3-3 93 3.4.1 轮询访问技术(续5) 传递轮询与轮叫轮询的比较 n在相同条件下，传递轮询帧的时延比轮叫轮询的 时延要小，而且结点间距离越大，其效果越明显。 n因为传递轮询技术的实现较复杂，所以实际使用 中还是以轮叫轮询为主。 94 3.4

47、.2 争用访问技术 n争用技术是一种随机访问技术。由于所有用户都 可以根据自己的需要向公用信道发送信息，于是 就产生了争用信道使用权的问题。只有争用获胜 者才取得了信道使用权可以发送信息，而争用的 存在又必然会发生冲突(或碰撞)，这就须解决冲 突所带来的问题。 nALOHA是美国夏威夷大学20世纪70年代初期研 制成功的一个集中控制式的随机接入系统。该系 统允许地理上分散的多个用户通过无线电信道来 使用中心计算机。 95 3.4.2 争用访问技术(续1) 1、ALOHA技术 (1)纯ALOHA n夏威夷大学最初研制的ALOHA称为纯ALOHA。系统 设有一个主站和若干个从站，从站到主站的频率是

48、 407.35MHz，主站到从站的频率是413.475MHz，带宽 各为100KHz，数据传送速率为9600b/s。 n每一站均可自由地发送帧，并利用应答技术来确保发 送的成功。当从站发送一个帧之后，必须等待主站的 应答帧予以确认，方能继续发送下一帧。 n如果未收到应答信号，就意味着发生了帧的冲突，必 须进行重发。 n纯ALOHA采用让发生帧冲突的从站各自等待一段随 机的时间后再进行重发的策略，直到发送成功为止。 96 3.4.2 争用访问技术(续2) n纯ALOHA系统的帧冲突 n纯ALOHA的吞吐量S与网络负载G之间的关系为 G GeS 2 （3-22） n当G0.5时，Smax0.5e-

49、10.184，说明纯ALOHA 最大的吞吐量只达18.4。 97 3.4.2 争用访问技术(续3) (2)时隙ALOHA n时隙ALOHA系统是使各站在同步状态下工作， 并把时间划分为等长的时隙。同时规定无论帧何 时到达，都只能在每个时隙的开始时刻才能发送 出去。 n时隙ALOHA的吞吐量公式为 n当G1时，Smax0.368，表示该系统达到的最 大吞吐量。 G GeS （3-24） 98 3.4.2 争用访问技术(续4) 纯ALOHA与时隙ALOHA的S-G关系 n基于这两种ALOHA信道利用率都比较低，因而有 人提出把预约和争用技术结合起来，从而保证了 所发送的帧不会与别的站发送的帧发生冲

50、突。这 就是预约ALOHA。 n预约ALOHA的基本指导思想是当网络负载轻时， 按ALOHA方式工作；当网络负载重时，网络按接 近于时分复用方式工作。 99 3.4.2 争用访问技术(续5) 2、CSMA（Carrier Sense Multiple Access ) 技术 nCSMA是对用于有线信道ALOHA系统的一种改进， 它要求每个站都设置一硬件(即载波监听装置， “载波”是指在公用信道上传输的信号。)，用来 在发送数据之前监听同一信道上其他站是否也在 发送数据。如果该站监听到有别的站正在发送， 就暂不发送数据，从而减少发送冲突的可能性， 也提高了整个系统的吞吐量和信道利用率。 100

51、3.4.2 争用访问技术(续6) n根据每个站所采用的载波监听策略，CSMA可分为 以下几种类型： 非坚持CSMA 如果进行载波监听时发现信道空闲，则 将准备好的帧发送出去；如果监听到信道忙，就不再继续 坚持听下去，而根据协议的算法延迟一个随机时间再重新 监听。 1坚持CSMA 当监听到信道空闲时，就立即发送帧；如 果监听到信道为忙，则继续监听下去，一直坚持到信道变 成空闲为止。 P坚持CSMA 当监听到信道为空闲时，以概率p立即发 送帧，而以概率(1- p)延迟一段时间 (端端传播时延)再 重新监听信道；当监听到信道为忙时，则继续监听下去， 一直坚持到信道空闲为止。 nCSMA也可以采用时隙

52、式，同样有上述三种类型。 101 9.2.2 CSMA/CD协议 q以太网采用一种协调工作机制，称为载波监听多点 接入/冲突检测CSMA/CD(Carrier Sense Multiple Access / Collision Detection)协议。 q“载波监听”指加接在以太网上的每个站在发送 数据之前，先要检测总线上是否有其他站正在发送 数据，如果有，就暂时不发送数据，以免发生冲突 (常称“碰撞”)。“载波监听”只是用来表明检测 总线上信号存在与否的一种技术手段。 q“多点接入”指计算机以多点接入的方式连接到 同一根总线上。 q “冲突检测”指计算机边发送数据边检测总线上 信号电压的变

53、化情况。 102 9.2.2 CSMA/CD协议(续1) 如何进行冲突检测？ q“冲突检测”就是计算机边发送数据边检测信道上 的信号电压大小的变化情况。 q当几个站同时在总线上发送数据时，总线上的信号 电压摆动值将会增大(互相叠加)。 q当一个站检测到的信号电压摆动值超过一定的门限 值时，就认为总线上至少有两个站同时在发送数据， 表明产生了发送冲突。 q所谓“冲突”就是信号发生了碰撞。因此“冲突检 测”也称为“碰撞检测”。 103 9.2.2 CSMA/CD协议(续2) 检测到冲突后怎么办？ q当信号发生冲突时，总线上传输的信号产生了严 重的失真，接收站就无法从中恢复出有用的信息。 q每一个正

54、在发送数据的站，一旦发现总线上出现 了碰撞，就要立即停止发送，免得继续浪费网络 资源，然后等待一段随机时间后再重新执行发送 操作。 104 9.2.2 CSMA/CD协议(续3) 电磁波在总线上的产生冲突的原因是有限的传 播速率 q当某个站监听到总线是空闲时，也可能总线并非 真正是空闲的。 qA 向 B 发出的信息，要经过一定的时间后才能传 送到 B。 qB 若在 A 发送的信息到达 B 之前发送自己的帧(因 为这时 B 的载波监听检测不到 A 所发送的信息)， 则必然要在某个时间和 A 发送的帧发生碰撞。 q碰撞的结果是两个帧都变得无用。 105 9.2.2 CSMA/CD协议(续4) 传播

55、时延对载波监听的影响 1 km AB t 碰撞 t = 2 A 检测到发生碰撞 t = B 发送数据 B 检测到发生碰撞 t = t = 0 为单程端到端 传播时延 注：电磁波在电缆中的传播速度只是在自由空间 中的65，即1km长电缆的传播时延约为5s 。 5s 106 为单程端到端 传播时延 t = B 检测到信道空闲 发送数据 t = / 2 发生碰撞 A AB AB t = 0 A 检测到 信道空闲 发送数据 AB B t = B 检测到发生碰撞 停止发送 STOP t = 2 A 检测到 发生碰撞 STOP A B 1 km AB t 碰撞 t = 2 A 检测到发生碰撞 t = B

56、发送数据 B 检测到发生碰撞 t = t = 0 107 9.2.2 CSMA/CD协议(续6) 几点结论 q使用 CSMA/CD 协议的以太网不能进行全 双工通信而只能进行双向交替通信(半双工 通信)。 q每个站在发送数据之后的一小段时间内， 一定存在着遭遇信号冲突的可能性。 q这种发送的不确定性使得整个以太网的平 均通信量远小于以太网的最高数据率。 108 9.2.2 CSMA/CD协议(续7) 强化冲突 q实现冲突检测的方法很多，如基于模拟技术 的接收信号电平比较法、信号编码波形特征 鉴别法和发/收同时进行的逐位比较法等。 q在实际应用中还要采用一种强化冲突的措施。 当发送帧的站监听到冲

57、突时，除了立即停止 正常发送之外，还要继续发送若干比特(通常 为32比特或48比特)的人为干扰信号(jamming signal) ，以强化所发生的冲突，使得所有站 都能确知现在已经发生了冲突。 109 9.2.2 CSMA/CD协议(续8) qCSMA/CD强化冲突的示意图(B也能检测到 冲突，但图中未绘出B发送的干扰信号) 数据帧 干扰信号 TJ AB TB t B 发送数据 A 检测 到冲突 出现 冲突 信 道 占 用 时 间 A 发送数据 B 检测 到冲突 110 9.2.2 CSMA/CD协议(续9) 争用期 q若先发送数据帧的A站，在发送数据帧后最 多要经过时间2 (两倍的端到端往

58、返时延)方 可知道发送的数据帧是否遭遇到冲突。以太 网的端到端往返时延2 称为争用期 (contention period)或碰撞窗口。 q只有经过争用期这段时间而没有检测到冲突， 才能肯定这次发送不再会发生冲突。 9.2.2 CSMA/CD协议(续10) 争用期(续) q争用期的长短与发送速率有关。以太网的 争用期为51.2s。对于10Mb/s以太网，争用 期内可发送512bit(64字节)称为最短有效帧 长。否则将作为无效帧处理。 q以太网还规定了帧间最小间隔为9.6s，相 当于 96比特时间。这样做是为了使刚刚收 到数据帧的站的接收缓存来得及清理，做好 接收下一帧的准备。 111 112

59、 9.2.2 CSMA/CD协议(续11) 如何避免冲突？ q当检测到冲突之后，通信双方都要各自延 迟一段随机的时间实行退避，然后再继续 载波监听。由于退避时间是随机的，适配 器又无记忆功能，一次冲突所涉及的两个 站就不可能在下一次发送中再次发生冲突。 q为了使这种退避能保证系统的稳定，以太 网采用一种称为截断二进制指数退避算法， 来确定重发帧所需的时延。 113 9.2.2 CSMA/CD协议(续12) 截断二进制指数退避算法 确定基本退避时间，它就是争用期。 从整数集合0，1，2k-1中随机取一整数， 记为r。重传被推迟的时间是r倍的争用期。整数集 合中的参数k，可按下式计算： k =Mi

60、n重传次数，10 (9-1) 此式表明，当重传次数不超过10时，参数等于重传 次数；当重传次数超过10时，参数就不再增大而一 直等于10。 当重发次数达到16次仍不能成功时，则丢弃该帧， 并向高层报告差错情况。 114 9.2.2 CSMA/CD协议(续13) 截断二进制指数退避算法(续) q若连续多次发生冲突，则表明可能有较多 的站参与争用信道。使用上述退避算法可 使重传需要推迟的平均时间随重传次数而 增大(称为动态退避)，因而减小发生碰撞 的概率，有利于整个系统的稳定。 115 9.2.2 CSMA/CD协议(续14) CSMA/CD 协议的要点： (1) 适配器从网络层获得一个分组，加上