应用于无线传感器网络的上混频器设计

1、苏州大学本科生毕业设计（论文）本 科 毕 业 设 计（论 文）学院(部)电子信息学院题 目应用于无线传感器网络的上混频器设计年 级14级专业电子科学与技术学 号1428401016姓 名曾祥和指导老师吴晨健职称讲师论文提交日期2018.5.21目录摘要1Abstract2第一章 前言31.1 选题背景及研究意义31.2 国内外研究现状31.3 设计内容及指标41.4 论文结构4第二章 混频器性能参数及原理52.1 性能参数52.1.1 变频增益52.2.2 线性度62.2.3 噪声系数72.2.4 隔离度72.2 混频器工作原理分析82.2.1 平方律电路82.2.2 MOS管开关电路9第三章

2、 吉尔伯特单元混频器设计143.1 LC选频网络143.1.1 LC选频网络的工作原理143.1.2 设计中LC参数的选取153.2 吉尔伯特单元混频器163.3 混频器仿真结果18第四章 改进后的正交输入上混频器224.1 上混频器结构224.2 仿真结果23第五章 仿真结果及版图绘制275.1 版图设计275.2 版图检查295.2.1 DRC检查295.2.2 LVS检查31第六章 总结与展望326.1 总结326.2 展望33参考文献34致谢36摘要混频器是WSN收发系统中的关键一环，其主要目的是为了实现对通讯系统中传输的信号按要求进行频率的搬移，从而能够发送或接受。本文设计的了一个基

3、于0.18um CMOS工艺的针对特定频率信号的上混频器。设计要求为，输入信号为一个5M HZ的中频信号，输出射频频率为2.4G HZ2.4835G HZ，混频器工作在1.8V电压下，总电流小于5m A，电压转换增益大于5dB，输入1dB压缩点大于-20dBm，噪声系数小于15dB，要求有较良好的线性度，端口隔离度。本混频器设计以吉尔伯特单元为主体，该拓扑结构有着较好的线性度和隔离度，以及较简单的转换增益，因而是普遍被选择的结构。输出由LC选频网络完成，LC并联结构作输出负载在直流中几乎不占用电压，因此提高了电源效率，在交流中可看作负载引导输出，同时控制增益，且其选频特性可以降低输出信号中的噪

4、声。通过仿真分析，本文中设计的混频器在1.8V电源电压下工作，总电流为4m A，有近22dB的增益，噪声系数在要求输出的频段上为14.33dB，输入1dB压缩点为-13dBm。关键词：上混频器 吉尔伯特单元 LC选频网络AbstractMixer is a key part in WSN transceiver system, Its main purpose is to realize the frequency shift of the signals transmitted in the communication system, so as to transmit or receive

5、 the signals. This paper designs an up-converter for a specific frequency signal based on 0.18um CMOS technology. The design requirements are that the input signal is an intermediate frequency signal of 5MHz, and the output RF frequency is 2.4G HZ-2.4835G HZ, The mixer operates at 1.8 V voltage, the

6、 total current is less than 5m A, the voltage conversion gain is more than 5 dB, the input 1dB compression point is greater than -20 dBm, the noise coefficient is less than 15 dB, and requires a good linearity and port isolation. This mixer designs Gilbert unit as the main body. The topology has goo

7、d linearity, isolation and simple conversion gain, thus it is widely chosen. The output is accomplished by a LC with the parallel structure frequency selecting network as the output load . The output load takes up almost no voltage in the DC, so the efficiency of the power supply is improved, which

8、can be regarded as the load guiding output in AC, and the gain is controlled at the same time. And its frequency selection characteristics can reduce the noise in the output signal. Through the simulation analysis, the mixer designed in this paper has the gain of near 22dB, the noise coefficient is

9、14.33dB in the required output frequency , and the input 1dB compression point is -13dBm，which works at 1.8 V supply voltage, and the total current is 4 mA.Keywords: up-converter Gilbert unit LC frequency selection network第一章 前言1.1 选题背景及研究意义无线传感网（WSN）是由微机电系统（MEMS）、片上系统（SOC）、无线通信和低功耗嵌入式技术的飞速发展孕育而出，由部

10、署在监测区域内大量的廉价微型传感器节点组成的多跳自组织网络。它的末梢是可以感知和检查外部世界的传感器，传感器通过无线方式通信，实现了数据的采集、处理和传输三种功能，它的目的是协作地感知、采集和处理传感网络覆盖区域中被感知的对象的信息，并发送给观察者，从而使得观察者能够更精确的做出反馈。因其有着大规模、自组织、动态性、可靠性、集成化、具有密集的节点布置、协作方式执行任务的特点，所以在收集信息方面有着得天独厚的优势和安全性，可探测包括地震、电磁、光强、湿度、噪声、温度、压力、土壤成分、移动中物体的大小、速度和方向等周边环境中多种多样且实时变化的因素。无线传感器网络应用于许多领域，如军事、航空、医疗

11、、救灾、环境、防爆、保健、家居、工业、商业等领域。可以看出，WSN的最关键的一环就是各个传感节点，它是外界与处理系统之间信息交换的桥梁，每个传感节点其实是一个具有收发功能的收发信机，它以嵌入式微处理器及射频收发机芯片为主，所以芯片性能的好坏直接决定传感网络节点的各项指标，而射频收发机系统中重要的一环就是混频器，其功能就是对输入的信号进行频率的搬移，如在发送端将输入的中频进行频率的向上搬移从而使其达到发送频率，在接收端将接收到的射频向下变频从而方便系统处理，混频器的性能直接影响了芯片的性能指标，因此研究并设计应用于无线传感器网络的上混频器具有重要的意义。1.2 国内外研究现状自1968年Barr

12、ie Gilbert提出吉尔伯特乘法器电路结构起，因其本身有不错的隔离度、线性度等性能，该结构被认可并被广泛使用于各类有源混频器之中。如今，其主要的应用是作为混频器电路的主体结构，再依据不同的应用领域、设计要求而进行改进，目前国内外主要的研究方向有以下三个方面：（1） 高线性度：线性度决定了混频器处理信号的失真上限，近年来，国内外一直致力于寻找高线性度混频器结构，如负反馈技术、电流注入技术，现在比较有效的一种方法是由电阻源退化负反馈技术改进而得到的电感源退化负反馈技术。（2） 低噪声：噪声系数决定了混频器处理信号的失真下限，近年来，随着通讯技术的飞速发展，以及人们对于通讯的要求的不断的提高，低

13、噪声越来越成为重点研究方向。（3） 低功耗：随着WSN的快速发展，和其的大规模、多领域的应用，以及COMS工艺的不断进步，对于低功耗的混频器的研究也日益重要了起来。1.3 设计内容及指标1. 设计内容（1）课题调研，查阅相关文献资料，了解混频器的应用，理解并掌握混频器设计的性能参数、一般结构及其工作原理；（2）确定设计的上混频器结构及各部分参数；（3）使用cadence进行前仿真，按设计指标调整结构与参数；（4）前仿真满足设计指标后进行版图设计，并进行DRC与LVS的检查。2. 设计指标电源电压1.8V电流5dB输入1dB压缩点-20dBm噪声系数15dB输入中频5MHz输出射频频率2.4-2

14、.4835GHz1.4 论文结构第一章为前言，首先简述了本次设计的研究背景，概述了什么是无线传感网络，什么是混频器，以及它们的联系、应用领域和重要性。第二章介绍了对于混频器中应该关注的各性能参数以及它们对器件的影响，然后提出一些较简单的混频器结构，结合这些一般结构，定性定量地对混频器的工作原理进行分析。第三章先简单介绍了LC网络的工作原理，和选择其作为负载的原因，并给出了其参数的选择，之后给出了所设计的以吉尔伯特单元为主体的上混频器结构，并给出简单的理论分析，再结合仿真结果进行分析，发现其优缺点，提出保留与改进。第四章为改进后使用正交输入的上混频器结构，简述了其工作原理，给出其仿真结果，各项性

15、能符合所给指标。第五章为改进后的上混频器的版图设计，以及DRC和LVS的检查结果。第六章为总结和展望，先总结了本次设计所做的主要工作，接着列举了一些在实际工作中遇到的问题和解决方法或思路，再对本次设计结果中还有改进空间的部分提出一些建议，最后总结了本次设计为未来工作所积累的经验。第2章 混频器性能参数及原理2.1 性能参数2.1.1 变频增益图2.1 混频器符号如图2.1，混频器是一个三端器件，有两个输入和一个输出，其中一个输入端固定的用于本振信号输入，另外两端当输入射频（RF）输出中频（IF）时称为下混频器，用于接收机中，当输入IF输出RF时称为上混频器，用于发射机中。变频增益定义为输出RF

16、（或IF）信号与输入IF（或RF）信号的比值，通常取电压或者功率，在取电压的比值，且单位为分贝（dB）时，增益为 （2.1）称为变频增益是因为它的输入与输出的频率不同，它是频率转换型器件的范畴。2.2.2 线性度图2.2 混频器线性度及重要参数现代通信系统对信号的动态范围有着严格的要求，动态范围的下限由噪声系数决定，其上限则由线性度决定，因为混频器在接收机中处于射频信号幅度最高的位置，且还有许多噪声干扰存在，所以器件的线性度决定了电路对于信号处理的失真程度。在正常工作情况下，输入电平远低于本振电平，此时输出将随输入线性变化，当输入电平增加到一定程度时，输出随输入增加的速度减慢，混频器出现饱和，

17、即输入与输出的关系不再遵循线性，此时的输出信号会失真，如图2.2。这是由于器件的非线性决定的，一个非线性系统的激励和输出可以简述为： （2.2）由式（2.1）可以看到，当输入信号幅值较小，即在小信号状态下，等式右边的高次项都可忽略，只留下第一项，此时，输出与输入呈线性关系，在图2.2中就是希望的输出段，在该段输出不会失真。如果输入增大到一定值，使得（2.1）式中更高次项不能忽略，例如第二、三次项影响到了输出，则有： （2.3）此时可以看到，基波的幅值不再是期望的1A，而是（1A+33A3/4），且其中的3与1符号相反【1】，因而在输出端表现出了输出信号的衰减，即图2.2的后半段非线性段。可以看

18、到实际输出和理想输出产生了一定的偏差，将偏差为1dB处的输入信号功率称为输入1dB压缩点（IP1dB），即： （2.4）IP1dB是衡量系统线性度的一个重要参数，从原理分析中可以看出，IP1dB越大越好，这样使得系统的动态范围上限更大，不易失真。2.2.3 噪声系数电路中的噪声可以理解为在输出端的非目的信号。电路中一定会存在噪声，它们来源于传播中的电磁波干扰、电源、本振源、传输线、晶体管非线性而产生的谐波等等，这些噪声随着输入信号一起被电路放大传输至输出端，但这些信号不是我们期望的，因而影响了最终输出。描述电路噪声的参数叫做噪声系数，它描述了输入信号在经过电路处理后变坏的程度，定义为输入信噪比

19、和输出信噪比的比值。2.2.4 隔离度在图2.1中可以看到，混频器是一个三端口器件，即有信号输入端、本振输入端和输出端。端口隔离度描述的是这三个端口在信号输入后相互辐射的程度。各个端口能够互相馈通，是因为MOS管在高频下的电容效应明显，在栅极的输入信号是有可能耦合到漏端或者源端的，同时，漏、源端的信号也会辐射的栅极。这样，尤其是在本振与输入之间，较大信号的本振很有可能对小信号的中频输入产生影响，从而增大电路的噪声系数；而本振与输出端隔离不理想时，会造成本振泄露、自混频等问题，同时输出端的射频信号也有可能会反射回本振端，造成自混频现象，强干扰时还会影响本振的正常工作。2.2 混频器工作原理分析混

20、频器的核心思路就是找到使两个信号相乘的方法，因为有： （2.5）之后再根据需要进行滤波就可以得到有用信号。2.2.1 平方律电路图2.3 MOS管混频电路如图2.3，由于MOS管的电流与电压遵循平方律的关系，因而可以利用和的平方公式展开得到相乘项，具体如下：MOS管的电流为：可以从中找到相乘项：但是显然，这种结构本振与输入信号间没有隔离，混频性能非常差，但为实现混频提供了思路。2.2.2 MOS管开关电路另一种思路就是利用开关使得输入信号与开关的控制信号相乘，简单来说，假设有一时钟信号加在输入端，如图2.4：图2.4 简单的开关混频结构则输出无论是频率还是幅度都应该是两个输入的相乘，即Vout

21、=Vin1*Vin2,，此时根据电路的对称性，将混频器的输入带入，可以得到这样的结构：图2.5 理想开关混频结构令输入和本振分别为： 本振信号可由傅里叶变换变为：）（2.6）于是输出为：（2.7）从式（2.7）可以看出该结构实现了混频。基于这一原理，可以的到MOS管构成的单平衡开关混频器电路，可以这样做是因为MOS管可以通过调整栅压而控制晶体管的通断，从而达到开关效果，如图2.6：图2.6 单平衡MOS管开关电路由于晶体管的电容效应，可以发现在这样的结构中，RF与LO之间的馈通还存在，在高频大信号的本振下，很有可能使得输入失去对输出的控制，造成输出端为一个放大的本振信号的结果，也就是说该结构的

22、隔离度依然很差，此时可以考虑将RF也从一个晶体管的栅极输入，即得到单平衡MOS管混频器，如图2.7：图2.7 单平衡MOS管混频器在工作时，晶体管M1始终处于饱和状态，M2和M3由于承担开关的作用，M1通过栅压控制电流从而实现混频，在VLO变化时，M2与M3的工作状态会跨越饱和区、线性区、截止区，因而定量分析会较为复杂，本论文未采用这种结构，所以不进行详细分析。且这样的结构虽然优化了输入和LO之间的隔离度，但是LO和输出之间的隔离度依旧不好，此时便提出了双平衡混频器，即Gilbert乘法器单元，如图2.8：图2.8 Gilbert 乘法器单元结构Gilbert单元是当前较为被认可和广泛应用的乘

23、法器结构，它通过将输入信号和LO信号差分输入，同时差分后的本振用反并联方式连接，使得本振在输出端的和为零，即在LO与输出之间有着非常好的隔离度。差分输入也使得电路的噪声性能更加好。这样的电路相当于牺牲功耗（使用了更加多的元件）换取性能，但依然是乘法器中很优的选择。对于该乘法器的定量分析，如图2.9：图2.9 Gilbert单元工作电流示意在交流信号中，令输入和本振分别为： （2.8） （2.9）将本振信号进行傅里叶级数变换：（2.10）输出电流io应当满足： （2.11）设M1和M2的跨导为gm，根据小信号下MOS管的电流电压关系式可得：（2.12）结合式（2.10）、（2.11）、（2.12

24、）可得增益为：（2.13）简化式（2.13）得的增益为：（2.14）其中RL为电路的负载电阻。从式（2.14）可以看出，该电路的变频增益与输入信号的晶体管的跨导有关，也与电路负载有关。同时从式（2.13）还可以看出，该电路能够实现混频功能。第3章 吉尔伯特单元混频器设计3.1 LC选频网络3.1.1 LC选频网络的工作原理对于负载来说其实有多种选择，比如直接用电阻作为负载，滤波器件可以在后续给出，这样电路就比较简单，但是这样输出中的噪声干扰很严重，且电阻在直流交流都中会产生很大的消耗，降低了混频器的效率，且电阻分压较多，使得对于晶体管的直流偏置不容易优化，所以不选择。RC网络虽然有着选频作用，

25、但是依旧存在电阻的各种问题。相比于电阻、RC网络，LC网络就有着巨大的优势，首先它的选频性能优良，其次它作为输出负载也能提供一定的阻抗值，同时，LC网络在理想情况下在直流中是不耗能的，在交流中也耗能很小，所以是理想的选择。LC并联网络结构如图：图3-1 并联LC电路结构在交流中，直流源相当于接地，所以实际输出在LC并联网络的两端，该网络的谐振等效阻抗R主要取决于电感值以及其品质因数，满足： (3.1) 其中O为电路的工作角频率，QO为电感的固有品质因数。同时，LC网络的工作频率取决于LC的值，满足：（3.2）3.1.2 设计中LC参数的选取本次设计中所需要的LC网络作用有两个，一是作为输出负载

26、引导输出，同时影响着增益，二是作为选频网络进行滤波，保证输入是所需要的频率，同时降低输出噪声。所以在选择时就需要在频率和输出阻抗间进行折中。首先是对阻抗的确定，在交流电下，LC网络中的电感阻抗为joL，电容的阻抗为1/joC，并联网络的阻抗为（joL）/（1/joC）。由于在高频（GHZ）下，电感的取值一般不会太小，取nH数量级，oL只有几，所以电路的阻抗主要由电容决定，且电容越小，阻值越大，若要阻抗在千欧级，就需要取至少p F级的电容。然后再结合式（3.2），在输出频率处确定电容和电感的具体值。最终确定的器件参数如下：表1. LC谐振网络参数表电感（L）10n H电容（C）150f F理论工

27、作频率2.58G HZ对LC网络仿真后的结果如图3.2，图中横坐标为频率，仿真时扫描了1G HZ-5G HZ，纵坐标为阻抗值，单位为欧姆。由于未加入晶体管等后续电路，但是按照最终电路的参数设置来对单个LC网络仿真，所以在频率上有一定的偏差，这是因为晶体管在交流下的电容效应产生的影响，对于整个混频器电路输出阻抗的仿真在后续也会给出。输出阻抗在所需输频段附近最大为2.77K 左右，也在该频段附近达到峰值，整个曲线也较为理想，说明该选频网络的参数选择能较好的符合条件。图3.2 对LC网络等效阻抗的仿真结果3.2 吉尔伯特单元混频器图3.3是利用candence软件绘制的所确定的上混频器结构，该混频器

28、的工作原理在前面已经详细介绍了，本节不再赘述。图3.4是设计的仿真时所用的测试平台，用于对已打包好的混频器进行仿真测试，使用平台的优点是方便调试，还可简化器件电路（有些元件如输入输出的耦合电容是可以由外部提供的），且使得设计更加模块化、层次化。图3.3 设计的上混频器结构图3.4 测试平台该混频器的结构简单，以吉尔伯特乘法器单元为主体，LC并联谐振网络为负载。位于电路底部的晶体管M1和M2有两个作用：一是作为IF的输入；二是为电路提供电流。不用电流源或者再加一个专门提供电流的晶体管是因为在目标指标下，直接用输入级作偏置是可以实现的，这样就可以降低电路的复杂度，减小能耗。在这样的思路下，设计电路

29、时也放弃的电感源退化等技术，因为这样设计已经有不错的线性度了。图3.3中所设计的上混频器的各参数由表2给出。测试平台输入设置由表3给出。表2. Gilbert混频单元参数器件参数名称数值M1,M2W/L ，Finger数4u/180n，30M3,M4,M5,M6W/L ，Finger数4u/180n，10C0,C1电容10.03n HL5,L6电感150.104f F表3. 测试平台相关设置器件参数名称数值V1电源电压1.8VI总电流2mAPORT_LO本振信号源PSSSP阻抗5050模式sinsin频率2.4G HZ2.4G HZ功率-5 dBm-5 dBmV6LO级栅压1.3VPORT_I

30、F输入中频信号源PSSSP阻抗5050模式sinDC频率5M HZ功率-20 dBmV5IF级栅压540mVPORT3输出端5K，DC在仿真时，对电路进行了PSS仿真，对电路的输入和输出进行分析，从而进一步分析电路性能。在发现问题后，又对该电路下的LC选频网络性能进行了SP分析，仿真结果如下节。3.3 混频器仿真结果图1. 输入信号（时域）图2. 输入信号（频域）图1和图2分别是测试平台在PSS下设置的输入信号，具体值如表2。图1是输入信号的时域波形，图2是其频域分析结果，横坐标分别为时间和频率，纵坐标为幅值。说明输入的是一个未失真的5M中频信号，信号的幅值为63m V。图3. 输出信号（时域

31、）图4. 输出信号（时域，放大）图3和图4是对输出信号的时域分析，横坐标是时间，纵坐标为幅值。在输出端PORT3得到，可以看出输出并未产生失真，说明混频器的线性度和噪声性能良好，但是输出的不是一个单频信号。图5. 输出信号（频域）结合图2和图5可知，该电路的增益可达到22dB。通过图1和图2可以看到，输入的是一个不失真的5M HZ信号，输出没有产生失真，但是很明显可以从图3中看出输出不是一个单一频率的信号。进行频域分析后，如图5，看到仿真的结果中，输出实际以两个频率为主，分别是2.395G HZ和2.405G HZ，这刚好是乘法器混频的结果，所以该电路确实能够实现乘法运算，产生了（LO+IF）

32、和（LO-IF）的信号，但是选频网络未能将这两个信号分开。此时对LC选频网络进行仿真分析，目的是看是否是LC网络的选频性能出现了问题。仿真结果如图6 。图6. 输出阻抗但是图6中可知，选频网络性能良好，阻抗在2.405G HZ出为1.27K，相当于两个LC网络的并联。在仔细分析后，得出该电路在这样输入输出要求下式不适用的，因为LC网络不可能有如此高的精度，即不可能在做到在滤除2.439G HZ信号的同时却保留2.405G HZ的信号，在图3.2中也能证明，LC网络在这两个频率处的滤波能力几乎一样，即该电路适用于输出的镜像信号在频谱上相差较远。所以还需要对现有的电路进行改进。第4章 改进后的正交

33、输入上混频器4.1 上混频器结构因为滤波网络不可能完成这样高精度的滤波，所以如果在输出端只有一种频率，问题就能得到解决，考虑到有： （3.3）这样的电路其实也很易实现：在第三章提到的结构虽然无法完成最终目标，但是确实能够实现乘法，结合式（3.3），可以用两组该结构，分别正交输入，然后根据叠加原理在输出端进行叠加就可以了。这就得到了目前也被广泛研究和使用的I/Q-Mixer。但是由于本论文重点在于对混频器的设计，所以输入的正交信号由测试平台提供。具体结构和测试平台如下：图1.正交输入的上混频器结构图2.测试平台各器件参数如表2一致，唯一变化的是总电流为4m A。从中可以看到，这种方法实际是牺牲了

34、面积和功耗而提高性能。4.2 仿真结果使用cadence的SpectreRF Workshop进行仿真，得到的结果如下：图3. 输入信号图4. 输出信号图3和图4分别是输入信号和输出信号的频域分析，横坐标为频率，纵坐标为幅度（单位：分贝）。可以看到，输入的为5M HZ信号，输出为2.405G HZ的单频信号，变频增益为22dB左右。图5. 噪声系数图6 噪声分析报告由图5可知，在2.405G HZ的输出频率上，该电路的噪声系数为14.35dB，噪声较大但符合指标，在输出信号的频域分析中可以看出，在输出频率附近有4个频率对噪声的贡献较大。在图6中可以看到，这些噪声产生的原因与输入端的晶体管M2、

35、NM1、NM2有较大的关系，所以若要改进混频器噪声性能可以从这三个晶体管入手。图7. 输入1dB压缩点图7是输入1dB压缩点的仿真结果，横坐标为输入中频信号的功率（单位：dBm），纵坐标为压缩点的值（单位：dBm）。仿真时从-40到10扫描了输入功率，得到输入1dB压缩点为-13dBm，符合要求。图8. 输出阻抗图7中可以看到，混频器的输出阻抗在2.405 G HZ处为627，虽然较小，但是满足了要求，也与理论值相符，即是四个等效阻抗为2.7K的LC并联的结果。同时LC网络的特性曲线也较为理想。总的来说，仿真的结果表明，该电路输入功率为-20 dBm，频率为5M HZ，本振功率为-5 dbm，

36、频率为2.4G HZ，电源电压为1.8V时，总电流为4m A，输出频率为2.405G HZ，变频增益为22 dB，噪声系数为14.33 dB，输入1 dB压缩点为-14 dBm，各项性能均达到指标，电路是可用的。第5章 仿真结果及版图绘制5.1 版图设计通常设计一个版图的步骤是，首先且核心的工作是确定平面布局，这其中包括对功能模块的分组、布局，以及确定模块及的连接关系、飞线的使用，接下来布置I/O驱动器，然后进行供电网络、时钟网络等网络和整个电路进行布线，最后进行物理验证，即进行DRC和LVS检查。在版图设计中，较常应用的技术有一下几项：（1） 版图整体应具有中心对称性。（2） 对齐电源线和接

37、地线：通常电源线和地线分别位于版图的最上面和最下面，尺寸对称。（3） 在边缘处的晶体管可以使用拆分交叉并联的结构，使得其在实际应用中因被失误切割而依然能够保持对称结构。（4） 版图利用率要大：尽可能的减少版图中不必要的空白，使版图看起来密集度高。（5） 信号线尽量使用高层金属，对提高芯片的性能有一定的帮助。（6） 布线时可以遵循每个方向只用一种金属，如横向只用M1，纵向只用M2，这样可以减少连接错误。（7） 共用N阱：cadence环境中的版图设计默认为P衬底，绘制P型管时需要在N阱中，为了制作方便，在设计时应尽可能将P型管放在一起共用一个N阱。（8） 保护环技术：当电路中同时有P型和N型管时

38、可以考虑在N型管外圈加P型保护环或者在P型管外加N型保护环，以避免CMOS电路中常见的闩锁效应。本次设计的版图如图1 所示，面积为865.145um*865.154um。最上面的为电源线，最下面的为地线，左边与右边的两个竖线分别为RF+和RF-，输入端在晶体管的栅极，尺寸太小，所以未用较长的线引出。由于电感的选择使得其版图比电容和晶体管的版图尺寸大得多，所以附上版图的晶体管部分，如图2和图3 。图1. 整体版图设计（865.145um*865.154um）图2. 版图中晶体管部分（1）图3.版图中晶体管部分（2）在本次设计中，由于元器件较少，且电路结构简单，所以对于版图的设计也较为容易。在确定

39、平面布局时，考虑到该电路在结构上实际相当于四个LC并联网络为负载的MOS管单平衡混频器电路相连，所以可以将每个单平衡混频器单元看作一个模块，再将四个模块以“田”字结构相连 ，同时考虑到电感的形状和大小，可以将晶体管和电容放在四个电感拼接后中间的空白处。电感的拼接较为容易，因为其外圈刚好是金属层的接地端，所以可以直接拼接相连并接地，同时自然的形成“田”字结构，如图1。在晶体管和电容的设计中，因为其尺寸的差异，可以以一个单平衡混频器为单位，即将一个电容和三个晶体管按电路原理图内各元件的位置自上而下摆放，整体呈现一个矩形结构。考虑到IF输入端的晶体管和LO输入端的晶体管的尺寸差异，将IF输入端的晶体

40、管分成了3部分串联，以符合版图的对称原则和提高版图利用率。在摆放时也尽可能的遵循对称原则设计版图，如图2和图3。5.2 版图检查5.2.1 DRC检查版图设计后需要进行DRC（Design Rule Check）检查，其作用是检查所设计的版图是否符合设计规则。因为在版图设计中，在不同的工艺库下，对元器件版图的尺寸、器件的间距等都有着一定的设计规则，这些规则保证了线路在实际操作中能够顺利实现。在DRC中常见的问题及解决方案有：（1） 金属连线的线宽：如在180nm工艺下，金属M1的最小线宽为0.23um，M2的最小线宽为0.28um。出现此类问题，只需加大线宽使其达到规则即可，但是考虑到版图的利

41、用率，在允许的情况下尽量使用较小的线宽。（2） 相同层的间距：两个未连接到一起的相同层有着一定的间距要求，如金属M1的间距最小为0.23um。出现此类问题，调节两部分的间距即可，但是考虑到利用率，可以使用最小间距。（3） 打孔的尺寸：如“Size of MV1（M1 TO M2） is 0.26um”，指金属MI与M2之间的连接孔尺寸太小，但实际打连接孔时一般使用的是默认值（0.26um），此时可以使用打多个孔（n*m）的办法来解决。图4. DRC检查结果DRC的结果如图3所示。显示的错误是密度问题，该问题是由工艺库带来的，可以不做修改。除此之外其余的规则检查均通过。5.2.2 LVS检查在D

42、RC检查后还需要进行LVS（Layout Versus Schematic）的检查，其作用是通过对比版图和电路原理图，检查版图中晶体管等元器件的连接是否和由电路原理图生成的网表中定义的连接一致，同时检查各器件的参数在版图和原理图中是否一致。在LVS中常见的问题及解决方案有：（1） 连接错误：常见的连接错误有两种，一是原理图中有连接但是版图中未连接，二是原理图中未连接但是版图中误连了。虽然此类问题是最常见的问题，但是只要仔细比对检查，按原理图在版图中改正连接即可。（2） 器件参数不符：即原理图和版图中相同位置的元器件参数不一致，检查后若参数不一致，修改参数即可；若参数一致，则改变设置方法，将数值

43、的设置改为尺寸的设置。（3） 运行LVS时出错：运行LVS时有时会有未找到网表的提示，此时可以先进行一次前仿真，创建网表后再运行LVS检查。图5. LVS检查结果图5是本次设计的LVS检查结果，可以看到LVS通过。第6章 总结与展望6.1 总结本论文的工作是设计一个应用于无线传感网络的上混频器，在查阅了许多有关WSN和混频器的文献，结合具体的设计要求，完成了本次设计及论文。在设计时，首先了解了WSN的应用背景，了解到其在收集信息方面有着非常大的优势和应用前景，了解到传感器在无线传感网络中的重要性，同时，混频器又是传感器中重要的一环，对自己的课题有了系统性了解，进而理解了本课题研究的重要意义。在

44、设计混频器时，首先是对于负载的选择，在了解了各种负载的优缺点后，最后采用了LC谐振网络，并根据原理确定了参数。之后花了大量的时间了解混频器的原理、各性能参数、常用结构。在了解的各种混频结构后，决定使用Gilbert单元混频结构，这一结构较为简单，目前被广泛认可和使用。电路的主体结构已经较为成熟，在隔离度、线性度以及噪声等方面的性能优良，其最大的优点就是可拓展空间很大，也很灵活，即可以根据需求利用各种技术改进电路结构，无论是在输入端、输出端还是电路内部都有改进的空间，非常有利于之后的调整。但是在仿真时发现，无论怎么调试，LC网络都无法达到如此高的滤波精度，也无法进一步仿真其他参数。在调试了两三天

45、之后，决定改进电路结构，最后采用了正交输入的双Gilbert单元结构。该电路的搭建因为有之前的工作成果所以非常简单，在调试时也是先在单Gilbert单元中调试，在直流偏置和SP仿真通过后再在改进后的结构中仿真。在调试中主要针对增益和电流调整参数，需要在这之间折中，因为增益、跨导、电流之间是满足一定关系的。最后输入级的跨导在16m S左右，总电流为4m A，电流偏大，但是由于是双倍的Gilbert单元，所以会牺牲一定的功耗和面积。从仿真的结果来看，输出的频率为2.405G HZ，为发生失真，变频增益在22 dB左右，噪声系数为14.33 dB，输入1 dB压缩点为-14 dBm，各项指标都实现了

46、，是一个可用的电路结构。6.2 展望虽然本论文实现了设计指标，但依旧存在许多不足：（1） LC谐振网络的谐振等效电阻在不加入电路中时有着不错的阻值，但是考虑到要实现目标输出频率，就必须并联四个这样的谐振网络，导致最后的等效阻抗并不是很高，对增益的调整实际有很大的限制。（2） 本次的设计要求在线性度和噪声系数方面不高，所以吉尔伯特单元结构未进行改进，其实可以加一些源退化的结构增加线性度，或者在输入端加一些去噪措施。（3） 在cadence的spectre RF Workshop仿真环境中，有很多种增益，所以在以后都使用中可以多加利用。（4） 其实在设计参数时未考虑版图的设计，所以参数的选择不是很

47、好，比如这次电感参数较大，导致版图上的电感太大，其实可以调节电容的值，降低电感的值减小版图面积，提高版图利用率。42参考文献1 任丰原, 黄海宁, 林闯. 无线传感器网络J. 2003, 14(7):1282-1291,软件学报.2 李智群. (2008). 射频集成电路与系统. 科学出版社.M3 席占国, 秦亚杰, 苏彦锋, & 洪志良. (2007). 1.9 ghz高线性度上混频器设计. 固体电子学研究与进展, 27(1), 49-53.J4 张磊, & 樊祥宁. (2009). 2.4ghz无线传感器网络soc芯片上混频器的设计. 电子器件, 32(2), 361-363J5 张萌,

48、李智群, 陈亮, 吴晨健, & 徐劭然. (2013). 2.4ghz无线传感网亚阈值区低功耗低噪声放大器的设计. 高技术通讯, 23(12), 1308-1315.J6 熊情怡. (2011). WSN射频收发机中低通滤波器和上变频混频器的设计. (Doctoral dissertation, 东南大学).D7 万求真. (2010). 基于0.18m CMOS工艺的高性能上混频器设计. (Doctoral dissertation, 湖南大学).D8 张磊. (2009). 无线传感网SoC节点0.18m CMOS上混频器和低通滤波器设计. (Doctoral dissertation, 东南大学).D9 吴晨健. (2013). 无线传感网低功耗射频发射关键技术研究与芯片设计. (Doctoral dissertation, 东南大学).D10 Christopher Saint, & Judy Saint. (2006). 集成电路掩模设计. 清华大学出版社.M11 Chiou, H. K., Chen, Y. J., & Yen, H. L. (2017). A