第6章 微波通信传输信道的特征

1、第第六六章章 微波通信传输信道的特征微波通信传输信道的特征 2 内容提要内容提要 微波中继传输系统及其应用微波中继传输系统及其应用 微波微波传播路径传播路径 微波传输线路噪声及参数计算微波传输线路噪声及参数计算 3 6.1 微波中继传输系统及其应用微波中继传输系统及其应用 微波中继传输系统微波中继传输系统概述概述 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用 4 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波是电磁波频谱中无线电波的一个分支，它是频率很 高且波长很短的一个无线电波段，通常指频率范围在 300MHz300GHz或波长在1m

2、1mm之间的无线电波。在 微波波段中，还可以划分为分米波、厘米波和毫米波，其 中厘米波是目前开发最成熟和应用最广的波段。 地面微波接力通信 微波一点多址通信 卫星通信 微波散射通信 5 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 1.数字微波中继传输系统组成数字微波中继传输系统组成 通信的容量大 投资费用省（约占电缆投资的五分之一） 建设速度快 抗灾能力强 80年代至90年代发展起来的一整套高速多状态的自适 应编码调制解调技术与信号处理及信号检测技术的迅 速发展，更加促进了微波及相关无线通信技术的发展 6 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 数字微波中继传输系统组成

3、数字微波中继传输系统组成 调制调制是将基带信号对微波载波或中频进行调制，解调解调是调制的逆 过程。 发射机发射机将已调信号功率放大后馈送给发射天线发射出去；接收机接收机 将受空间传输衰减后的微弱信号进行放大、混频、滤波等处理 分路系统分路系统（或称双工器）实现发射和接收共用一副天线 天馈线系统天馈线系统由天线及其馈线完成由发射机发出的微波能量定向辐 射出去，或把定向接收下来的微波能量传输给接收机 7 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波传输线路微波传输线路 终端站终端站：处于线路两端或分支线路终点的站称为终端站，上、下全部 活路。 中间站：中间站：线路中的中间转接站，只负

4、责对两个方向信号的转发，而不 进行上下话路的操作。 分路站：分路站：处在线路中间，上下部分话路。 主站或枢纽站：主站或枢纽站：承担三个以上力向的信号转接任务的分路站 8 3.微波传输系统的频率配置微波传输系统的频率配置 在一个中间站，一个单向波道的收信和发信必须使用不 同频率，而且有足够大的间隔，以避免发送信号被本站 的收信机接收到，使正常的接收信号受到干扰。 多波道同时工作时，相邻波道频率之间必须有足够的间 隔，以免互相发生干扰。 整个频谱必须紧凑，使给定的频段可以得到充分有效的 利用。 因微波天线和天线塔建设费用很高，多波道系统要设法 共用天线。所以选用的频率配置方案应有利于天线共用， 达

5、到天线建设费用低，又能满足技术指标的目的。 对于外差式收信机，不应产生镜像干扰，即不允许某一 波道的发信频率等于其他波道收信机的镜像频率。 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 9 多波道二频制的频率配置方案多波道二频制的频率配置方案： 当一个站上有多个波道工作时，为了提高频带利 用率，对一个波道而言，宜采用二频制。即两个方向的 发信使用一个射频频率，两个方向的收信使用另外一个 射频频率。 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 10 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 3.微波传输系统的频率配置微波传输系统的频率配置 在微波频段的使用方面，必须

6、遵照CCIR的建议和各国 无线电管理委员会的规定。 11 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 4.微波传输系统的特点 通信容量大通信容量大：微波频段的频带很宽，多路复用可以容纳 更多话路工作。设相对通频带为10，当载频为2MHz 时，绝对通频带为200kHz；当载频为2GHz时，绝对通 频带为200 MHz。 传输质量高：传输质量高：微波波段受工业、天电和宇宙等外部干扰 影响很小，所以其信道参数变化也很小，而且微波波段 内波束以直线定向传播，可以采用高增益定向天线，质 量较高，通信稳定，并且具备较好的保密性。 12 6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 接力通

7、信：接力通信：由于地球是圆的，使得地球上两点（两个微 波站）间不被阻挡的距离有限，为了可靠通信，一条长 的微波中继线路就要在线路中间设若干个中继站，采用 接力的方式传输信息，如图6-5所示。 方便灵活，成本较低：方便灵活，成本较低：微波通信与其他波长较长的无线 通信以及电缆通信相比，能较方便地克服地形带来的不 便，有放大的灵活性，并且成本较低，可以节省有色金 属，施工也较快。由于微波频率高，故其波长短。微波 通信一般使用面式天线，当面式天线的口径面积给定时， 其增益与波长的平方成反比，故微波通信很容易制成高 增益天线。 13 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 从微波中继

8、传输系统组成，可看出它与其他的传输系 统类似，所不同的是天馈线系统。下面重点讨论微波 天馈线结构原理。 在微波雷达、微波通信设备中最通用的定向天线是抛 物面天线和卡塞格林（双曲面形）天线，它们由辐射 器（馈源）和金属反射面组成。另外还有喇叭天线、 微带天线和智能天线。 14 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 数字微波数字微波天馈线系统结构天馈线系统结构 天馈线系统的结构 15 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 抛物面天线抛物面天线 抛物面天线结构及坐标关系原理图，如图7-5所 示。 由图可知从焦点F发射的电波经抛物反射后，反 射波都平行OF轴的方

9、向沿Z向传播，即馈源在焦 点F所发出的波在抛物面反射后成为一束平行波， 且反射波到达基准面AA的路径相等（即等相 面）。由于抛物面天线的这种聚焦作用，可实现 把能量集中在一个方向发射出去。 16 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 抛物面天线抛物面天线 （a）结构 （b）坐标关系原理图 抛物面天线及原理图 17 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 卡塞格林天线卡塞格林天线 卡塞格林天线结构及坐标关系原理图，如图7-6所 示。 卡塞格林双反射面天线是有主反射面、副反射面 和辐射器（源）三个部分构成：主反射面是一个 抛物面，其焦点F；副反射面是一个双曲面

10、，位于 主反射面的焦点与顶点之间，双曲面有两个焦点 一个虚焦点C与F重合，辐射器放置在另一个实焦 点C上；辐射器通常采用喇叭形状。 这种天线经过副反射面和主反射面的连续反射， 把辐射器辐射的球面波形变成天线口面向外辐射 的平面波束。 18 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 卡塞格林天线示意图卡塞格林天线示意图 （a）结构 （b）坐标关系原理图 19 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 由图可知其双曲线有两个卡塞格林天线要用的特征： 双曲线上任意一点P至两焦点（C、C）距离之差等 于常数，即 。 双曲线上任一点P的法线PN与CP延长线的夹角等 于PN

11、与PC的夹角，即=。 app2 12 双曲线几何关系 20 6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 数字微波中继传输系统组成数字微波中继传输系统组成 卡塞格林天线的几何关系是：如果把双曲面的焦点C 与抛物面的焦点F重合在一起，同时把辐射源放在C 上，则由辐射源发的电波将按如下几何关系前进： 从辐射源发出的射线C照在双曲面P上，在双曲面上反 射，其反射角=，此反射线再经抛物面的二次反射， 使反射波以平行射束的方式沿Z轴行进。 双曲线上任一点的反射波似乎都是由C点发出的 一样，也就是相当于从抛物面的焦点发出的一 样。只是因为 ，相当于全部射线多走 了2a长度的行程而已。 app2

12、 12 21 6.1.3 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用 微波应用主要分为两大类： 一类是以微波作为信息载体信息载体，主要应用在雷达、导航、通信、 遥感等领域； 另一类是利用微波能微波能，主要用在微波加热、微波生物医学及电 量非电量的检测等领域。 微波作为信息载体的微波传输系统的应用主要有PDH 微波传输系统和SDH微波传输系统： PDH微波传输系统小容量系统 SDH微波传输系统大容量系统 目前，SDH微波传输系统是微波传输系统最典型的应用。 22 6.1.3 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用 微波中继传输系统在电信网中的应用微波中继传输系统在电信网中的应用 微波中继

13、传输作为通信网的一种传输方式，可以同其 他传输方式一起构成整个通信传输网，如图7-8所示， 微波、光纤、卫星一体的传输组网方式。 图7-8 微波中继传输系统在全网中位置 23 微波中继传输系统在移动通信网中的应用微波中继传输系统在移动通信网中的应用 在移动通信系统中，微波传输可应用在两个地方：一 是基站收发信台和基站控制器之间，二是基站控制器 和移动交换机之间。如图7-9所示。 6.1.3 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用 基站基站 收发收发 信机信机 基站基站 控制控制 器器 交换交换 机机 微波传输微波传输微波传输微波传输 移动台移动台 图7-9 微波中继传输在移动通信网中的应

14、用 24 6.2 微波中继的传输线路微波中继的传输线路 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响 微波线路设计微波线路设计 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度 25 地面对无线电波传播的影响地面对无线电波传播的影响 地面对无线电波传播的影响，主要有直射、反射、 绕射和地面散射。 地面上的障碍物，如山头、森林和高大建筑物等 可阻挡无线电波射线，使无线电波绕过障碍物向 非接收方向传播，进而使接收的无线电波信号能 量大大减小。 26 地面对无线电波传播的影响地面对无线电波传播的影响 菲涅耳区的原理及其概念菲涅耳区的原理及其概念 路径中刃形障碍物的阻

15、挡损耗路径中刃形障碍物的阻挡损耗 地面反射对接收电平的影响地面反射对接收电平的影响 27 菲涅耳区的原理及其概念菲涅耳区的原理及其概念 惠更斯原理：一点波源的振动可传递给邻近质点， 使其成为二次波源。当点源发出球面波时，二次 波源产生的波前也是球面，三次、四次波也是 如此。 28 惠更斯原理-1 图中T为发射天线，视为点源，它发出球面波。 把波前分解为许多面积元，点源T在接收处R产 生的场强,便是许多面积元在R处产生的场强之矢 量和。尽管T与R之间有障碍物，但不能挡住所 有面积元，在R处仍可收到一定的场强。 29 惠更斯原理-2 由解析几何知，球面上一动点P至两定点T、 R的距离之和为常数时，

16、此动点轨迹为椭球体。 在讨论微波传播时，若该常数为：d/2，则得 到的椭球面称为第一菲涅尔椭球面,式中d|TR| 。 若该常数为： dn/2，n=1,2,3 则得到第n费涅尔椭球面 30 惠更斯原理-3 31 第第n菲涅尔区的半径菲涅尔区的半径Fn-1 第n菲涅尔区边界的某个点P到TR连线的距离 为第n菲涅尔区的半径Fn. ) 2 ( 1 2 1 22 1 d F dFdTP n n 2 2 2 22 2 2d F dFdPR n n Fn 32 第第n菲涅尔区的半径菲涅尔区的半径Fn-2 因第n菲涅尔区定义: TP+PR=d+n/2， 所以: d ddn F n 21 当n=1,第1菲涅尔区

17、的半径 d dd F 21 1 33 显然，P点位置不同时，Fn亦不相同。当 P在线路中点时（d1=d2=d/2时），Fn最大， 用Fnm表示。 第第n菲涅尔区的半径菲涅尔区的半径Fn-3 1 21 Fn d ddn F n 所以 1 2 nm Fn d 34 费涅尔区对电波传播的影响 图中T点发射的球 面波向R方向传播。 由菲涅尔区定义可 知，经过各菲涅尔 区端点 P1、P2、 P3的电波射线 TP1R、TP2R、 TP3R依次相差 /2。 35 费涅尔区对电波传播的影响-2 各相邻费涅尔区在R处产生的电波场强相位 相差180，即第二费涅尔区在R处产生的电波场 强与第一费涅尔区的反相，第一费

18、涅尔区的电波 场强与第三费涅尔区的同相。 各费涅尔区面积相等，但是由于到R点距离 不同，故在R处产生的场强不等，近似为等差数 列，其中第一费涅尔区产生的场强最大为E1 36 费涅尔区对电波传播的影响-3 12345 22 1 1122334 455 1 222 ( 2222 22 22222 2 EEEEEE EE E EEEEEEE EEE E 1334455 1 1EEEEEEE =-+-+ 2222222 1111 =+)- ()+ () 11 - ()+ 11111 =+E-E+E-E 1 =E 37 费涅尔区对电波传播的影响-4 在自由空间，并不是所有费涅尔区的能量都 使R处的场强增

19、大，而是相互干涉，偶数区的抵 消奇数区的，最后结果是R处从所有费涅尔区的 得到的场强大致等于第一费涅尔区在R处产生场 强之半。 38 路径中刃形障碍物的阻挡损耗路径中刃形障碍物的阻挡损耗-1-1 障碍物顶部至TR线 的垂直距离hc称为余 隙。 障碍物在TR线之下 时， hc为正值, 称为 正余隙 障碍物的顶部在TR 线以上时， hc为负值, 称为负余隙 39 用费涅尔区解释阻挡物的影响用费涅尔区解释阻挡物的影响-2-2 如果余隙hc=h0=0.577F1时，阻挡引起损耗正好 是0dB，即路径损耗正好是自由空间损耗，所以 h0称为自由空间余隙 40 用费涅尔区解释阻挡物的影响用费涅尔区解释阻挡物

20、的影响-3-3 若余隙hc大于h0，路径损耗随hc的增加略有波动， 最终稳定在自由空间损耗上 若余隙hc小于h0 ，那么随着hc的减小，路径损耗 急剧增加 微波链路设计时，首先要保证自由空间余隙内没 有任何障碍物。在实际中往往要求在第一菲涅尔 区内不存在任何障碍物。 41 例例题题 已知在自由空间传输条件下接收机的收信功 率P=-35dBm，在传输途中有如图5-7所示的刃形 障碍物，且hc=0，求此时接收功率电平。 解：解： hc=0时，查 图得：L=6dB 此时接收功 率：P=-35-6=- 41dBm 42 地面反射对接收电平的影响地面反射对接收电平的影响 实际应用中，总是将收发天线对准，

21、以便收 方接收到较强的直射波，但由惠更斯原理，总会 有一部电波折射到地面；若发射天线方向性不尖 锐，也会有电波折射到地面。这时，接收点除收 到直射波外，还收到地面反射的波（反射角等于 入射角）。 43 地面反射对接收电平的影响地面反射对接收电平的影响 衰落因子： 且： 实际微波接收机的接收功率可由下式求出： 式中PR0是未考虑地面影响时自由空间收信功率电平即 微波反射是不规则地形将微波反射到各个方向，相当于 乱反射。显然，散射会损耗微波能量。 ) 2 cos(21/ 2 0 rEELk kk LdBLlg20)( )()()( 0 dBLdBmPdBmP kRR RTTR GG df c PP

22、 2 0 4 44 6.2.2 大气对无线电波传播的影响大气对无线电波传播的影响 大气对无线电波的折射大气对无线电波的折射 大气对无线电波的衰减大气对无线电波的衰减 45 6.2.2 对流层对微波天线高度设计影响的工程计算对流层对微波天线高度设计影响的工程计算 对流层对微波的衰减主要来自三方面： 一是云、雾、雨等小水滴对微波能量的热吸收及氧分 子对微波的谐振吸收谐振吸收，谐振吸收与工作波长有关，对 波长2cm的微波，吸收才较显著，当 2cm时可不 考虑； 二是云、雨、雾、雪等水滴对微波的散射散射，散射率减 与水滴半径和工作波长有关，5cm时要考虑这种衰 减， 5cm时可不考虑； 三是对流层温度

23、随高度的增加而下降（平均每公里下 降6C），压力随高度的增加而减小，水汽含量随高水汽含量随高 度的增加而迅速下降度的增加而迅速下降。 46 在真空中电波传播速度为： 在大气中，介电常数 ，磁导率 。 电波传播速度为： 8 00 1 3 10/vcm s 0 r 0 00 1 rr c v 47 6.2.2 大气对无线电波传播的影响大气对无线电波传播的影响 大气对无线电波的折射大气对无线电波的折射 电波依次通过每个界面，都将产生一次折射， 每折射一次，射线都将向下偏折一次，于是， 在大气层中的电波射线就不再是一条直线而是 一条不断偏折的折线。如果将大气层的分层取 得无限薄，则射线就是一条向下弯曲

24、的弧线 48 6.2.2 大气对无线电波传播的影响大气对无线电波传播的影响 大气对无线电波的折射大气对无线电波的折射 利用折射定律，可以推出上述弧线的曲率半径 为： 式（5-8）说明在低空大气层内传播的电波， 其射线的曲率半径不是由折射率的大小来确 定而是由折射率梯度 确定的： )( 1 dh dn （5-8） dn dh 49 6.2.2 大气对无线电波传播的影响大气对无线电波传播的影响 大气对无线电波的折射大气对无线电波的折射 当 0(类似于开口 向下抛物线)； 当 0时,电波射线的曲率0(类似于开口 向上的抛物线)； 当 =0时,电波射线的曲率=（为直线）。 dn dh d n d h

25、d n d h 50 等效地球半径 -1 可以认为大气的n是连续变化的，是由无限 簿层构成的，在其中传播的微波将是连续折射弯 曲的曲线 51 等效地球半径 -2 用电波直射线分析的结果都不成立，而用弯曲射 线分析又相当困难。为了解决这一困难，在工程 上，引入“等效地球半径Re”概念。引入Re后， 便可把电波仍视为直射线，而真正地球半径R （6370km）变成了Re 等效条件：等效前后电波射线轨迹上各点与地面 之间垂直距离处处不变。由几何学知，若两曲线 的曲率差相等，则它们之间距离处处相等，这样， 等效条件是电波路径与地面之曲率差应相等。 52 等效地球半径-3 53 等效地球半径-4 111

26、RRe dh dn R R R R Re 11 引入等效地球引入等效地球 半径系数半径系数K： dh dn R R R K e 1 1 等效前，电波射线的曲率半径为 真实地球的曲率半径为 因此： )( 1 dh dn R 54 折射示意 55 正负折射及标准折射正负折射及标准折射 无折射 K1，ReR，无折射。 负折射 ReR，,电波射线折射向上弯曲，与 地球弯曲方向相反，故称负折射。 正折射 K，电波射线折射向下弯曲，与地球弯曲 方向相同，故称正折射。在正折射中，K= 称为临界折射。K=4/3，=4R称为标准大气折 射；K0，DE，EF2R，故可得： 考虑电波折射，地面有效凸起高度为he，R

27、换为Re （且Re =KR），故可得： R dd h 2 21 KR dd R dd h e e 22 2121 （6.1） （6.2） 61 6.2.4 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度 例7-2：设微波中继通信采用f8GHz，站距为50km， 路径为光滑球形地面，求收发天线最小高度hmin，如图7- 12所示。 求（1）不计大气折射K=1，保证自由空间余隙h0时， 等高收发天线的最小高度；（2）在k4/3时，收发天线最 小高度。 图7-12 收发天线的最小高度 62 6.2.4 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度 解：（1）地形为光滑球面，地球半径6370 km ，线

28、路中点 之地面凸起高度h最大，可设中点为反射点（一般以地形最高点 为反射点），d1=d2=25km, 而 ，于是自由空间余隙为： 当K=1时，地面凸起高度： 8 9 3 10 0.0375 8 10 c m f 12 01 6 3 0.5770.577 0.0375 25 25 10 0.57712.4 50 10 d d hF d m 6 12 3 25 25 10 49 22 6370 10 e d d hm RK 63 6.2.4 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度 确定收发天线高度时，应使地面凸起高度最大处 还留有的传播空间，故： （2）K4/3时，地面凸起高度 本题若 f

29、改为6GHz，则 增大，由 知，h0将增大，于是Hmin亦增加。可见工作频率提高， 天线高度可以降低。 min0 12.44961.4 e Hhhm 6 12 3 25 25 10 36.75 22 6370 4/3 10 e d d hm RK min 12.436.849.2Hm 12 0 0.577 d d h d 64 6.3 微波传输线路噪声及参数计算微波传输线路噪声及参数计算 微波线路噪声微波线路噪声 热噪声热噪声 各种干扰噪声各种干扰噪声 微波传输线路的载噪比微波传输线路的载噪比 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算 一定误码率指标下的实际门限载噪比一定误码率指标下的实际门限

30、载噪比 衰落储备衰落储备 衰落概率指标分配及估算衰落概率指标分配及估算 65 6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 数字微波通信线路信道的噪声可分为4类： u 热噪声（包括本振噪声） u 各种干扰噪声 u 波形失真噪声 u 其他噪声。 这里着重介绍前两种噪声。 66 6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 热噪声热噪声 本节中讨论的热噪声是指收信机的固有热噪声和收发 本振热噪声。 收信机的固有热噪声是天线馈线系统送给收信机输入 端的固有热噪声功率N固，表达式为： N固NFKT0B K为波尔兹曼常数，K=1.3810-23 (W/Hz.K)， T0收 信机的环境温度（用绝对温度表示），B为收信机的

31、 等效带宽（单位为Hz) ，NF为接收机噪声系数。 收发本振源的热噪声主要由寄生调相噪声和寄生调幅 噪声组成。 67 6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 各种干扰噪声各种干扰噪声 从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大类： 一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干扰、交叉 极化干扰等就属于这一类； 另一类属于其他干扰，可认为是外来干扰。如收发干 扰，邻道干扰，天线系统的同频干扰。 下面简述几种常见的干扰噪声。 68 6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 各种干扰噪声各种干扰噪声 回波干扰：回波干扰：在馈线及分路系统中，有很多导波元件， 当导波元件之间的连接处的连接不理想时，会形成对 电波反射。

32、因回波与主波信号的振幅以及时延都不相 同，并且回波是叠加在主波信号之上的，因而成为主 波信号的干扰信号，故称为回波干扰。 交叉极化干扰交叉极化干扰：为了提高高频信道的频谱利用率，在 数字微波通信中用同一个射频的两种正交极化波（即 利用水平极化波和垂直极化波的相互正交性）来携带 不同波道的信息，这就是同频再用方案。尽管采用该 方案可以提高系统的通信容量，但也给系统引进了新 的问题，这就是交叉极化干扰。 69 6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 各种干扰噪声各种干扰噪声 收发干扰收发干扰：在同一个微波站中，对某个通信方向的收 信和发信通常是共用一副天线的。这样发支路的电波 就可以通过馈线系统的收

33、发公用器件（也可能通过天 线端的反射）而进入收信机，从而形成收发支路间的 干扰。 邻近波道干扰邻近波道干扰：当多波道工作时，发端或收端各波道 的射频频率之间应有一定的间隔，否则就会造成对邻 近波道的干扰。 天线系统的同频干扰天线系统的同频干扰：天线间的耦合会使二频制系统 通过多种途径产生同频干扰。 70 6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 微波传输线路的载噪比微波传输线路的载噪比 载噪比是指载波功率与噪声功率之比。通常用符号C/ N表示。载噪比越低，误码率越高，信道的传输质量 也就越差。 若假设各种噪声是彼此独立的，则总噪声功率是各种 噪声功率之和，即：N总N1N2+ N3 总噪声“载噪比”

34、与各项噪声“载噪比”的关系式为： 321 321 111 1 N C N C N C NNN C N C 总 71 6.3.2 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算 一定误码率指标下的实际门限载噪比一定误码率指标下的实际门限载噪比 理论载噪比理论载噪比表示的是一定误码率指标下信号与高斯白 噪声的比值，这些噪声包括热噪声和各种干扰噪声， 但没有考虑设备性能不完善的影响。 实际门限载噪比应等于理论载噪比与恶化储备（即固 有恶化成分值）之差，则实际门限载噪为： 恶化量理论门限 N C N C N C 72 6.3.2 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算 一定误码率指标下的实际门限载噪比一定

35、误码率指标下的实际门限载噪比 例7-3：已知某数字微波通信系统的技术指标如下：理论 载噪比25.1dB，固定恶化=2 dB，在室温下（290K），接 收机的噪声系数1. 62，接收机的等效带宽=25. 833MHz， 试计算出该系统的门限载波信号功率电平值。 解：噪声功率： 233610 0 1.62 1.38 1010290 25.833 101.67 10 () F NN KTBmw )( 1 .2321 .25dB N C N C N C 恶化量理论门限 10 23.1()()74.67CdBdBmdBm 门限 +10lg1.67 10 73 6.3.2 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算 衰落储备衰落储备 衰落储备包括平衰落储备平衰落储备和多径衰落储备多径衰落储备。 平衰落是指频带内的各种频率分量所受到的衰减近似 相等的衰落。平衰落储备则是数字微波系统为保证传 输质量而预留的储备。 平衰落储备在数值上等于自由空间收信电平与实际门 限接收电平之差，可见这是一个很理想的定义。 74 6.3.2 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算 衰落储备衰落储备 当发射端机所发射的功率信号经过自由空间后，如果收、 发单端的天线增益相同为GA，那么根据平衰落储备的定 义，平衰落储备Mf为： 式中PT为发射机的发射功率（W）；Lf为单端馈线损耗； Lc为包括环