第4章噪声和干扰

1、1 l噪声和干扰是通信性能变坏的重要因素 接收机能否正常工作，不仅取决于接收机输入信号 大小，而且取决于干扰和噪声的大小 高接收机灵敏度时，当外部噪声和干扰远高于接 收机固有噪声时，接收机灵敏度会大大降低 接收机输入信噪比小于允许门限值时，接收机就 不能进行正确接收 l内部噪声 噪声可分为内部噪声和外部噪声 内部噪声 主要指接收机本身的固有噪声 主要来源是电阻的热噪声和电子器件的散弹噪声 2 热噪声 由粒子的热运动产生，温度越高，粒子动能越大，形 成的噪声也越大 热噪声的瞬时值服从高斯分布，又称高斯噪声 热噪声的频带极宽，几乎是所有无线电频谱的叠加， 又称白噪声 散弹噪声 由于载流子随机通过P

2、N结，单位时间内通过PN结的载 流子数目不一致，表现为通过PN结的正向电流在平均 值上下作不规则起伏变化 3 l外部噪声 外部噪声分自然噪声和人为噪声 自然噪声 指天电噪声、宇宙噪声和太阳噪声等 功率谱主要在100MHz频段以下，陆地移动通信 中，自然噪声远低于接收机固有噪声，可忽略 人为噪声 由各种电气设备中电流或电压的剧变而形成的电 磁波辐射所产生 城市人为噪声比较大，主要是汽车点火噪声 4 人为噪声 属冲击性噪声 大量冲击噪声混在一起形成连续噪声或连续噪声再叠 加冲击噪声 频谱较宽，强度随频率升高而下降 噪声源的数量和集中程度随地点和时间而异，随 机变化，噪声强度的地点分布可近似按正态分

3、布 处理，其标准偏差约为9dB BS与MS所受影响不同 噪声强度与接收天线的高度及天线离道路的距离有关 5 为了抑制人为噪声，应采取必要的屏蔽和滤波措 施，也可在接收机上采取相应的措施 平均人为噪声功率N=KT0Bi 玻尔兹曼常数K=1.381023W/(KHz-1) 参考绝对温度T0=290K；KT0=-204dBW/Hz Bi为接收机带宽 6 人为噪声功能与频率的关系 图中给出的dB值是高于KT0Bi的值 7 例： Bi=10lg200KHz=53dBHz N=KT0Bi=-151dBW=-121dBm 若系统工作在900MHz频段， 则城市的平均人为噪声电平为： -151dBW+18dB

4、=-133dBW=-103dBm 8 l低噪声放大器 多级的级联放大器中，每一级放大器都会产生内部 噪声，但噪声源在第一级时影响最大 对高增益放大器的设计，必须着重于使第一级放 大器设计最佳 噪声是指由系统材料和器件物理学产生的自然扰动 衡量接收机或元、器件噪声性能的好坏，常用噪声 系数NF和等效噪声温度Te表示 9 噪声系数 信噪比衡量噪声对有用信号的影响程度 信号与噪声的功率之比：S/N=PS/PN vPS为平均信号功率，PN为平均噪声功率 信噪比越大，信号越纯，恢复原始信号就越 容易 v传输的话音越清晰 v传输图像或文字时，分辨率越高 理想放大器(无噪声)的输出信噪比等于输入 信噪比 1

5、0 噪声系数衡量信噪比通过线性网络的变化 指网络输入端的信噪比与输出端的信噪比的比值 NF=(Si/Ni)/( So/No) Si为输入信号功率，Ni为噪声功率，So为输出信号功率， No为输出噪声功率，Si/Ni为输入信噪比；So/No为输出 信噪比 工程设计中常用信号电压有效值与噪声有效电压 之比来定义信噪比及噪声系数 11 例：某非理想放大器输入信噪比为10，输入信号功率 为1mW，噪声功率为0.1mW，放大器内部噪声为 1mW，功率增益为AP=10 放大器的输出信噪比为5， 放大器的噪声系数NF(dB)=10lg10/5=3dB 12 理想放大器NF=1，输出信噪比等于输入信噪比； 一

6、般放大器NF1 噪声系数越接近于1，放大器内部噪声越小，输 出信噪比下降的倍数也越少 噪声系数可定义为：负载上的总噪声功率No与输 入噪声通过无噪声的理想网络后加在负载上的噪 声功率APNi之比，NF=No/(APNi)；AP=So/Si 13 多级放大器级联时的噪声系数为(Friis公式): 级联放大器的噪声系数主要受第一级噪声的影响 接收机前端电路噪声系数分配 14 降低噪声的方法 选择低噪声器件是降低噪声的基本方法 场效应管有比晶体管小得多的最佳噪声系数 电阻是无源网络中主要噪声源，一般薄膜电 阻比实心电阻噪声小，薄膜电阻中，又以金 属膜电阻噪声最小 如果体积允许，尽量不要采用超小型电阻

7、 15 塔顶放大器对上行信号质量的改善 塔放位置 设：基站系统噪声系数NF2=5dB(3.15倍)；天线馈 线损耗LC=3dB(2倍)；塔顶放大器噪声系数 NF1=1.5dB(1.41倍)；塔顶放大器增益 AP1=12dB(16倍) 16 塔顶放大器对上行信号质量的改善 整机噪声系数： 根据Friis公式，以NF1为主，取前两项 加塔放后整机噪声系数为 NF=1.41+(3.15-1)/16=1.54(2.4dB) 基站不加塔放的噪声系数为NF=LC+NF2=8dB 塔放使基站的噪声系数降低8-2.4=5.6dB 接收机热噪声功率： 设PN=NFKT0Bi；K=1.3810-23W/HzK；T

8、0=290K； Bi=200KHz=53dBHz PN=NF-204dBW+53dB=NF-121dBm 17 改善度： 设接收机灵敏度为-104dBm；输出信噪比为 So/No=9dB 加塔放前： v噪声系数为NF=8dB v噪声功率为PN=8dB-121dBm=-113dBm v最小接收电平为Pmin=-113dBm+9dB=- 104dBm 加塔放后 v噪声功率为PN=2.4dB-121dBm=-118.6dBm v信噪比So/No= -104-(-118.6)=14.6dBm 改善信噪比为14.6-9=5.6dB 18 l互调干扰的起因 互调干扰是由于多个信号加至非线性器件上， 产生与

9、有用信号频率相近的组合频率，从而 造成对系统的干扰 类型 发射机互调 接收机互调 生锈螺栓效应产生的互调 19 产生互调干扰的条件 多个信号同时加到非线性器件上产生大量的互调 产物 无线系统间，系统内频率和功率关系不协调 对接收机互调而言，所有干扰发射机和被干扰接 收机同时工作 几个条件必须同时满足，才会产生互调干扰，逐 一改善可解决互调干扰问题 20 l三阶互调 互调产物用幂级数表示为高次项，系数一般 随阶次增高而减小，故幅度最大、影响最严 重的是落在有用信号附近的三阶互调 三阶互调干扰类型 二信号三阶互调： 2A-B（三阶I型） 三信号三阶互调：A+B-C（三阶II型） 21 三阶互调产物

10、 三阶互调产物的幅度和晶体管特性的3次项系数 a3成比例 三阶互调产物和干扰信号幅度有关，当各个干扰 信号的幅度相等时，三阶互调幅度与干扰信号幅 度的3次方成比例 三信号三阶互调电平比二信号三阶互调电平高一 倍（6dB） 五阶互调产物 l3A-2B，3A-B-C，2A+B-2C，2A+B-C-D， A+B+C-2D，A+B+C-D-E la3a5，故一般只考虑三阶互调干扰 22 三阶互调产物的数量 当一个移动通信系统有N个等间隔配置的工作频 率，落入第P个信道中的三阶互调产物的数量S可 根据公式计算 N、P为奇数或偶数时公式均不同 所有S的计算均为最坏情况，所有信道都使用时 在多信道系统中，信

11、道使用是随机的，落入信道 的互调干扰也是随机的 23 多信道共用系统中的三阶互调 n个等间隔信道间的三阶互调干扰(频率关系) fx、fi、fj、fk分别为x、i、j、k信道的载频 若有两个信道频率满足第一式或三个信道频率满足第 二式的关系，就会产生三阶互调干扰 24 n个等间隔信道间的三阶互调干扰(信道序号关系) 信道序号由1n，按等间隔划分，C1信道使用频率f1， C2使用f2，Cn使用fn 任一信道的频率为fn=f1+F(Cn-1) vf1为所有信道频率中最低频率；F为信道间隔的 频率数；Cn为n信道序号 25 差值列阵法 工程上常用差值列阵法判断信道间是否存在 三阶互调干扰，选择无三阶互

12、调信道组 根据信道序号表示三阶互调公式，多信道系 统中，任意两个信道序号之差等于任意另两 个信道序号之差，即dxi=djk ，就构成三阶互调 D为信道序号之差 适用于信道数不多的情况 26 图表法判断 v依次排列信道序号 v按规律依次计算相邻信道序号差值djk，写 在两信道序号间 v计算每隔一个信道的序号差值 v计算每隔二个信道的序号差值； v察看三角阵中是否存在相同数值，若有表 示满足条件dxi=djk，存在三阶互调；若没 有，则不存在三阶互调 27 例： 给定1，3，4，11，17，22，26信道，问是否存在 三阶互调干扰？ 解：根据三阶互调公式，其信道序号差值如图所示，图 中无相同数值，

13、表示无三阶互调 28 无三阶互调信道组的选择 差值列阵法 例： 29 选用无三阶互调信道组时，三阶互调产物依然存 在，只是不落入本系统的工作频道之内，本系统 内各工作信道没有三阶互调干扰，但可能对其他 系统产生干扰 选用无三阶互调信道组时，占用频道中只使用了 一部分，频率利用率低 选用频道数量越大，信道利用率越低，在需要信道数 较多时不现实 30 频道分配法 分区分组分配法 小区制中，每个小区使用的信道数较少时，可采用分 区分组分配法来提高频率利用率 例：一个无线区群由6个无线小区组成，每个无线区均 要求4个工作信道，总共需24个工作信道 31 等频距信道分配法 不满足无三阶互调干扰的条件，但

14、由于同一小区选用 的频道间距较大，隔离度也大，可采用选频电路降低 互调产物的幅度 适用于大容量移动通信系统 例：某系统可用频道100个，分成10组，每组10个频道 32 l发射机互调干扰 由发射机末级的非线性产生的互调 发射机互调干扰的产生原因 发射机二信号三阶互调 从发射机1天线发出的功率进入发射机2产生互调产物， 再经发射机2的天线辐射出去，对接收机造成干扰 33 互调对有用信号的电平的影响 互调产物受到的全部损耗为L=Lc+Li+Lp vLc为耦合损耗；Li为互调转换损耗；Lp为 传输损耗 v计算互调产物的相对电平，只需考虑Lc和 Li，与Lp无关 接收机收到的三阶互调电平为： Nin=

15、P(dBW)-(Lc+Li+Lp) 互调转换损耗Li值为520dB，典型值为15dB vLi的大小与两个发射机之间的频距有关 34 v两发射机频距与三阶互调转换损耗Li之间的 关系： 35 耦合损耗Lc由以下因素决定 v发射机共用天线时，Lc取决于共用器隔离度 v发射机分用天线时，Lc取决于天馈线之间耦合损耗(隔离 度)，及发射机与天线间是否插入隔离器、滤波器 v天线间耦合损耗与电波传播损耗、天线增益、天线的方向 性，及天线的架设是水平分离还是垂直分离有关 垂直分离天线间的隔离度比水平分离的隔离度大 36 发射机三信号互调干扰 干扰电平与二信号互调干扰比较： （2A-B）型电平-（A+B-C）

16、型电平=20lgLc2-6dB 一般要求发射机间耦合损耗在30dB以上，二信号三阶 互调电平超过三信号三阶互调电平24dB以上，故三信 号三阶互调电平可以忽略不计 37 例：6个相邻信道，每个信道发射功率为50W，邻道隔离 度为30dB，且频距增加一信道，隔离度增大6dB，即2 与4或1与3间隔离度为36dB，第三相邻信道间为42dB， 试计算落入第4信道的二信号三阶互调产物 解：落入第4信道的二信号三阶互调产物：2f5-f6；2f3-f2 用序号表示为：25-6=4；23-2=4 发射机发射功率为50W=17dBW 互调转换损耗取典型值Li=15dB=31.6倍 耦合损耗为Lc=30dB=1

17、000倍 则互调产物功率为50/1000/31.6=1.58mW (或17dBW-30dB-15dB=-28dBW=1.58mW) 落入第4信道的二信号三阶互调电平共 21.58=3.16mW 38 基站发射机互调干扰 基站各信道发射机全部开启时，基站附近的MS 接收机既能收到有用信号，也能收到互调干扰信 号 由于传播条件相同，故有用信号远远大于干扰信号， 考虑到调频的捕获效应，干扰将被抑制 当基站某信道发射机关闭时，处在该信道上的MS接收 机只收到互调干扰信号。MS接收机可能因干扰而错停 信道 当已知接收机开启电平与发射机互调产物电平时， 就能求出互调干扰范围或干扰半径 39 当基站附近两个

18、MS相距很近且同时发射，MS发 射机的互调产物将会造成对基站接收机的干扰 当用户密度较小时，由于MS在基站附近暂时集中，同 时发射的概率很小，可不予考虑 当用户密度很大时，必须考虑 若已知MS发射机输出的最大互调产物电平（相 距最近时），可计算出MS发射机互调的干扰范 围 40 减小发射机互调干扰的措施 天线共用器 基站中多台发射机共用一付天线；多台接收 机也共用一付天线 发射机天线合路时可通过3dB耦合器实现， 也可通过谐振腔、星型网络实现合路 41 3dB耦合器天线共用器 v1、3端隔离度为25dB，2、4端分别接到天线和匹配负载 v每台发射机的一半功率被匹配负载吸收，即由1到4或者3到4

19、 都有3dB的损耗 v单向环行器加在发射机与的3dB定向耦合器间，增加发射机 间耦合损耗。其正向损耗小于0.8dB，反向损耗大于20dB 42 v耦合损耗Lc的计算： 由发射机1出发经过单向环行器正向损耗0.8dB 经过3dB定向耦合器的隔离损耗25dB 经发射机2的单向环行器反向损耗20dB 到达发射机2的输出端总计耦合损耗为： Lc=25dB+20dB+0.8dB=45.8dB 43 例：设有两台发射机，发射功率Po=20W(43dBW)，天线 共用器采用3dB耦合电路，发射机1经过单向器、3dB 定向耦合器、单向器到达发射机2，耦合损耗 Lc=45.8dB，互调转换损耗Li=15dB。求

20、两发射机间的 三阶互调抑制比 解：发射机2输出端口互调产物功率P3=Po-Lc-Li =43dBm-45.8dB-15dB=-17.8dBm 到天线端口互调功率：P3a=P3-0.8dB-3dB=-21.6dBm 到天线端口有用信号功率：P1a=P1-0.8dB-3dB=34.2dB 三阶互调抑制比：P1a-P3a=34.2dBm-(-21.6dBm) =60.8dBm 44 空腔谐振器天线共用器 v空腔谐振器传输损耗很小，可达0.2dB v优点是与共用的发射机数量关系不大，但只适用于频 距较大的系统，且其结构复杂、体积较大 v谐振腔衰减特性： 45 空腔谐振器 天线共用器 46 例： 设：发

21、射机f1输出功率Po=40W(46dBm)，Lc经两个单向器 正向损耗0.8dB+0.8dB=1.6dB。由星型网络到发射机f2 支路经过谐振腔，再经二个单向器反向损耗。经过谐 振腔时，如f1与f2频率间隔在1MHz，则f1信号被谐振腔 衰减假设为20dB。求三阶互调抑制比 47 解：进入发射机二个三阶互调产物：2f2-f1；2f1-f2 2f2-f1分量经过谐振腔再衰减20dB 2f1-f2衰减更大，由于2f1-f2功率小得多，不考虑 发射机f2产生的三阶互调功率P3=P0-Lc-Li =46dBm-0.8dB-0.8dB-0.2dB-20dB-20dB-20dB-15dB =-30.8dB

22、m 到达天线输出口的互调功率 P3a=P3-0.8dB-0.8dB-20dB=-32.4dBm P1a=Po-0.8dB-0.8dB-0.2dB=44.2dBm 三阶互调抑制比：p1a-P3a=76.6dB 48 3dB耦合电路组成的天线共用器，有用功率衰减很 大。两路合成一次，功率损耗增加3dB，不适合多 路发射机，但它不需要频率调谐器，具有较宽带宽， 适合在跳频系统中使用 谐振腔天线共用器适用于路数较多的发射机基站， 要求每个谐振腔必须严格地调谐到每路的工作频率 上，且谐振腔的频率稳定度要求很高 v每个谐振腔连接到星型网络上电缆长度不能随意 确定，必须是该路工作波长c的1/4的奇数倍 v每

23、路电缆彼此间不能任意互换 49 减小发射机互调干扰的措施 尽量增大发射机间的耦合损耗，如分用天线 时，加大发射机天线间距离；采用单向隔离 器件，并增大频率间隔离度。 为减小MS发射机互调干扰采用自动功率控制 系统系统设计时，尽量选用无三阶互调信道 组工作 50 l接收机互调干扰 移动台接收机互调干扰 基站多部发射机同时工作，将使基站附近的移动 台接收机产生互调干扰 考虑到调频捕获效应，若有用信号和互调信号强 度之比大于或等于射频防卫比S/I（dB），则不 致造成干扰 总的互调干扰电平的大小取决于干扰信号的强度 和数量，取决于接收机的互调抗拒比 如互调产物有多个，需将各互调产物按功率叠加 51

24、基站接收机互调干扰 基站附近两个或多个MS同时发射，使基站接收 机产生互调干扰 互调干扰的大小和基站接收机的互调指标、干扰 信号强度、MS在基站附近同时起呼的概率有关 基站接收机共用天线时，天线共用放大器产生的 互调产物指标将严重影响接收机系统的互调指标 一般接收机互调指标在-70dB-80dB范围 52 减小接收机互调干扰的措施 提高接收机的射频互调抗拒比 一般要求优于70dB MS发射机采用自动功率控制，减少基站接收机 的互调干扰 减小无线区半径，降低最大接收电平 尽量选用无三阶互调信道组 53 l放大器三阶互调干扰 放大器三阶互调响应 基频响应的输入输出曲线斜率为1，三阶互调响 应的输入

25、输出曲线斜率为3 三阶响应输入增加1dB，输出增加3dB 基频响应输入增加1dB，输出增加1dB 54 线性放大 器的 输入 输出特 性 55 三阶交叉点(三阶截点IP3) 两个响应的交点 IP3是一个遐想点，该点愈高对三阶互调的抑 制愈好 例：输入0dBm，三阶互调抑制比为-60dB 输入为10dBm，三阶互调抑制比变成30dB IP3点上三阶互调产物与基频产物相等， 抑制比为0dB 56 1dB压缩点 饱和点与线性基频响应相差1dB时的压缩，该电平对 应的输出下降1dB的点 当输入增加到一定电平时，输出不再线性增加， 呈现基频响应弯曲 交叉点比1dB压缩点高1015dB，利用1dB压缩 点

26、可确定交调电平 “功率回退”可以抑制三阶互调 57 功率回退 设：输入电平-10dBm，对应三阶交叉点电平输入为16dBm， BC=26dB，则AB=78dB，而BC=ED，ADE是斜率为1的三 角形，即有DC=（78-26）dB=52dB。该值即为在输入-10dBm 条件下的三阶互调抑制比 当输入信号减少10dB，三阶互调产物 下降30dB，互调抑制比改善了20dB， 因信号下降了10dB。因此，互调抑制 比为：52dB+20dB=72dB 58 l邻道干扰 是指相邻的或邻近的信道之间的干扰 由于发射机的调制边带扩展和边带噪声辐射，离 基站近的K1信道的MS强信号干扰离基站远的 K信道的MS

27、弱信号 共信道干扰，即干扰分量落在被干扰接收机带内 基站发射机对MS接收机的邻道干扰不严重 59 l调制边带扩展 调制边带扩展干扰是指话音信号经调频后， 某些边带频率落入相邻信道形成的干扰 调频波有无穷多个边频分量，某些边频分量 落入邻道接收机的通带内，就造成调制边带 扩展，干扰邻道 频带宽度无限，但当n4后，幅度越来越小，可 忽略 60 在最坏情况下，落入邻道的最低边频次数NL 考虑收发信机由于频率不稳造成的频率偏差f NL=(Br-Bi/2-f)/f Br为信道间隔；Bi为接收机中频带宽；f为调制信 号频率 61 例：某MS发射功率P=10W，由MS发射机到基站接收机 的传输损耗L=80d

28、B，信道间隔Br=25KHz，信道带宽 Bi=16KHz，频偏5KHz，频率偏差f=2KHz，最高调 制频率3KHz，求落入邻道接收机带内调制边带功率。 解：NL=(25-8-2)/3=5；=5/3=1.7 由贝塞尔函数表查得J0（1.7）=0.45，J5（1.7）=3.399710-3 载波振幅与边带振幅比：20Lg0.45/3.399910-3=42.4dB 落入邻道的边带功率：10dBW-42.4dB=-32.4dBW 落入邻道接收机带内的调制边带功率为： -32.4dBW-80dB=-112.4dBW=-82.4dBm 62 减少发射机调制边带扩展干扰的措施 严格限制调制信号的带宽 发

29、射机的语音加工电路中，须有瞬时频偏控 制（IDC）电路和邻道干扰滤波器 63 l发射机边带噪声 在发射机工作频率的两侧存在的频谱很宽的噪声称 为发射机边带噪声 影响发射机边带噪声大小的因素 振荡器、倍频器的噪声，IDC电路和调制电路的 噪声及电源的脉动、脉冲信号等引起的噪声 振荡器的噪声 v主要考虑相位噪声 v噪声电平的大小可用噪载比来表示，它取决于有 源和无源元器件的性能和电路参数 v振荡器噪声的频谱一般通过实测决定 64 振荡器的噪声频谱 落入邻道单位频带1Hz的噪声和振荡器输出信号 之比为(N/S)OB 当带宽为Bi时则为(N/S)OB+10LgBi 65 倍频器的噪声 N次倍频后噪载比

30、的增大数值X25LgN(dB) 落入邻道发射机边带噪声功率和载波功率之比 (N/S)B=(N/S)OB+10LgBi+25LgN 若已知发射机输出功率，可求出落入邻道的发射机 边带噪声电平，再考虑发射机到被干扰接收机的传 输损耗，从而求出进入被干扰接收机输入端的噪声 电平 66 例：已知泛音晶振落入邻道的噪载比(N/S)OB=-150dB/Hz， 邻道接收机的中频带宽Bi=16KHz（当Br=25KHz时）， 需12次倍频以获得所需的发射频率，则(N/S)B=-81dB 若已知MS发射机输出功率为10W，发射机输出至接收机 输入的全部传输损耗为80dB，则在发射机输出端落入 邻道的发射机边带噪

31、声为10dBW-81dB=-71dBW 进入基站接收机输入端的发射机边带噪声为： -71dBW-80dB=-151dBW=-121dBm 67 减小发射机噪声干扰措施 设法减小发射机本身的边带噪声 如减小倍频次数；降低振荡器的噪声，电源去耦，尽 量少采用低电平工作的电路及高灵敏度的调制电路等 系统设计上采取减小发射机边带噪声干扰的措施 在发射机输出端插入高Q带通滤波器或增大各工作信 道频距 移动台发射机采用自动功率控制 68 l同频干扰 一般是指相同频率电台之间的干扰 表现为差拍干扰和由于调制而产生的调频干扰 同频道电台间的空间隔离不够，就会造成同频干扰 l同频复用距离的计算 同频无线区相距越远，空间隔离度越大，同频干扰越小。一 定区域内频率复用次数降低