燃料电池用前级直流变换器设计

1、燃料电池用前级直流变换器设计 毕 业 论 文 题 目 燃料电池用前级直流变换器设计 学院 电气学院 专 业 电气工程及自动化 年 级 学 号 姓 名 导 师 定稿日期： 2014年 5 月 20 日II燃料电池用前级直流变换器设计 摘要燃料电池作为一种清洁高效的分布式新能源，具有广泛的应用前景。它具有很多优点,如发电效率高、功率密度大、环境友好以及运行稳定可靠等。但因其输出直流电压随着负载波动幅度较大，必须具备升压稳压功能的高效率电力变换器。选择电压型全桥移相零电压软开关直流变换器作为燃料电池发电系统的升压前级，对此前级直流变换器进行硬件参数计算，采用电压电流双闭环控制结构，通过MATLAB/

2、SIMULINK仿真软件验证所设计的硬件参数和软件算法，使得输出电压能够稳定控制，并且具有较强的抗负载波动能力和较高的转换效率。关键词：直流变换器；电压型全桥移相；零电压软开关；仿真ABSTRACTFuel cell is a kind of clean and efficient distributed new energy with wide application ranges.It has various advantages such as high efficiency of power generation,high power density,friendly interfac

3、e,great stability and so on. It is necessary to equip an efficient electrical converter with boost and regulate voltage functions because the output direct current (DC) voltage of PEMFC fluctuates greatly under load changing. A voltage full bridge phase-shifted zero-voltage soft switching DC control

4、ler is designed as the fuel cell generation system pre-level boost unit, and then its hardware parameters are calculated and the voltage current double closed loop control structure are developed, finally the hardware parameters and software algorithm are testified in MATLAB/SIMULINK software. The s

5、imulation results demonstrate the controlled output voltage is stable, resistant to load fluctuation with high efficiency.Keywords:DC converter, voltage full bridge phase-shifted, Zero-voltage-switching(ZVS), Matlab simulation目录1绪论11.1研究背景与意义11.2燃料电池概述11.3 本课题研究的内容42燃料电池前级DC/DC变换器的主电路方案62.1系统框架结构62.

6、2移相全桥零电压开关DC/DC变换器主电路的结构及其电路分析62.3本章小结133移相全桥DC/DC变换器主电路的设计143.1高频变压器的设计143.2隔直电容的设计153.3输出滤波电感的设计153.4输出滤波电容的设计163.5超前桥臂谐振电容的计算163.6滞后桥臂谐振电容与谐振电感的计算173.7其他器件的选型173.8本章小结184控制电路的设计194.1移相PWM控制芯片UC3875194.2电压电流双闭环控制224.3 PI控制器设计234.4本章小结245 DC/DC变换器仿真与实验结果分析255.1仿真实验环境MATLAB简介255.2系统仿真参数设置255.3仿真模型的建

7、立255.4仿真结果及分析265.5本章小结286.总结展望与心得体会30参考文献31本科阶段取得的学习成果32致谢3232燃料电池用前级直流变换器设计 1绪论本章首先简介了研究背景与意义，接着介绍了燃料电池的基本结构及其发展概况以及燃料电池的基本原理和特性，根据燃料电池的特点提出了一种适合作为燃料电池发电系统前级的DC/DC变换器,并简要介绍了本论文的目的和主要研究内容。1.1研究背景与意义随着全球化进程的加速和工业经济的迅猛发展，对能源的需求不断增长，全球范围内的能源危机、环境污染以及生态问题等问题变得越来越严重。这些问题使人们越来越重视新能源的开发和利用。作为传统能源的煤炭，石油，天然气

8、是有限的，在不久的将来，它们就会濒临枯竭，产生能源危机，并且还会危害地球的环境1。而燃料电池作为一种新能源，有着洁净高效的特点。燃料电池是将化学反应中产生的化学能直接转化为电能的电化学装置。其最基本的结构由电解质以及连接到电解质两侧的多孔渗水阴极与阳极组成2。燃料电池能量转化效率高，它不受卡诺循环的限制。燃料电池的系统的燃料转换为电能的转换效率在45%-60%，而火力发电和核电的效率大约在30%-40%。并且对环境污染少，但燃料电池输出的电能会随着负载的变化而宽范围变化，而当负载突变时，燃料电池需要一个较长的时间才能响应调整到另一个稳定的状态，对于燃料电池的这一特点，我们将其应用到发电系统中，

9、必须要为其配置一个前级直流变换器。随着燃料电池的商业化，高频化，高效率的燃料电池DC/DC变换器意义重大，由于传统的开关电源一般体积较大，波纹大，稳定性不高，对于以上问题。我们研究了燃料电池升压变换器，可以解决以上问题。DC/DC变换器主要解决了燃料电池输出电压较低以及当负载突变时，输出电压不稳定这两个缺点，并且可以改善燃料电池输出特性偏软及动态性能，同时也为并网逆变提供基础，使燃料电池的未调节直流电变换成稳定的直流电。在DC-DC变换器中，移相全桥ZVS变换器应用十分广泛，它采用了移相PWM控制，并使用软开关技术，提高系统转换效率，它具有开关管工作期间电压应力、电流应力较小，高频功率变压器的

10、利用率高等优点，适合完成软开关管控制，减少变换器中的开关管损耗，提高转化效率。 1.2燃料电池概述1.2.1燃料电池的原理单个燃料电池的基本原理如图1所示，它由阳极和阴极组成，燃料电池在工作时供给燃料（氢），并将氧化剂（空气）供给至空气电极，燃料电极将氢分解成正离子H+和电子e-。此时电子e-沿外部电路移向正极，而正离子H+进入电解液中，这样用电的负载就接在外部电路中，此时由于水的电解反应的逆过程，在空气电极上，空气中的氧气与电解液中氢离子吸收抵达正极上的电子形成水。就这样如果外部不断的输送燃料和氧化剂,通过燃料氧化所释放的能量也就源源不断地转化为电能和热能。燃料电池和常规的发电系统不同，因为

11、在燃料电池中可进行的化学反应是可逆反应，而燃料电池的化学键能向电能的转换效率不受卡诺循环效率的限制3，因而在理论上可以达到非常高的能量转换效率4。图（1）燃料电池的基本原理 1.2.2燃料电池的特点燃料电池之所以受到世人的广泛瞩目,是因为它具有其它能量发生装置不可比拟的优越性5,燃料电池清洁高效，安全可靠。并且具有良好的操作性能，在未来一定具有巨大的发展潜力。1.2.3质子交换膜燃料电池的动态模型为准确分析质子交换膜燃料电池PEMFC动态运行特性，有必要通过流量平衡、能量平衡角度和电化学经验公式对PEMFC的流量、压力、电压和功率的动态特性进行分析，在时间维上，充分考虑其电化学反应过程，建立了

12、用于控制设计的燃料电池电热机理模型，预测出电池的动态过程。PEMFC是复杂的非线性系统，为简化分析作了一些假设：质子交换膜内水完全饱和，并忽略电池内水对电池性能的影响，电池的压力和温度都是统一分布的6。 (1)气体流场动态模型采用高压氢气瓶供给燃料，通过流量控制阀调节氢气流量，再经过饱和加湿和加热后送入电池阳极流场。阳极流场内主要充满的是氢气，因此对氢气的流量、压力和温度等特性进行分析就能模拟阳极流场动态特性。根据物质流量守恒，阳极流场进出气体与反应的氢气摩尔流量维持动态平衡。 （1.1） 上式中为阳极内氢气摩尔量,为阳极氢气输入/反应/输出摩尔流量。其中反应消耗的氢气摩尔流量为： （1.2）

13、 上式中N为单电池个数， 为电池电流， 为法拉第常数（96485c/mol ）。阳极氢气的输出流量与阳极氢气压力和氢气排出压力之差成比例关系,进而根据理想气体状态方程可计算阳极氢气压力,下式中为阳极比例系数,为阳极等效体积,为理想气体常数(8.314J/mol/K),为阳极温度。 （1.3） 阴极内主要填充的是氧气和氮气，根据物质流量守恒，阴极流场进出与反应的氧气流量和氮气摩尔流量维持动态平衡。 （1.4） 上式中为阴极内氧气摩尔量，为空气输入摩尔流量，为阴极氧气反应/输出摩尔流量。 （1.5） 上式中为阴极内氮气摩尔量，为阴极氮气输出摩尔流量。其中反应消耗的氧气摩尔流量为： （1.6） 阴极

14、侧气体反应后排空，阴极输出的流量与阴极压力和环境压力之差成比例关系，为阴极比例系数，同时阴极压力由氧气压力 和氮气压力 组成，可通过理想气体状态方程计算，下式中 为阴极压力。 （1.7） 而氧气和氮气的输出流量由其压力比例决定。 （1.8）(2)PEMFC电化学经验模型PEMFC的电化学模型由一组经验公式组成，用于预测燃料电池的输出电特性。单电池的输出电压主要由开路电压,极化过电压和欧姆过电压组成6。 （1.9） 单电池的开路电压表示如下： （1.10） 电流密度i定义为电池电流除以电池有效面积。 （1.11） 阳极氢气浓度和阴极氧气浓度是电池温度和各自压力的函数。 （1.12） （1.13）

15、 极化过电压可以由Tafel等式表示如下： （1.14） 欧姆过电压可由欧姆定律表示，式中为单电池膜电阻，为膜厚度，为膜水合含量。 （1.15） N个单电池串联构成电堆，为PEMFC输出电压，则输出功率可表示为： （1.16） 1.3 本课题研究的内容本论文主要研究的内容:根据燃料电池的特性以及中小型燃料电池发电系统前级DC/DC变换器的特殊要求,设计了一种燃料电池发电系统中应用的前级DC/DC变换器,并用实验证明此DC/DC变换器能很好的满足系统的需求。在第一章中,根据质子交换膜燃料电池PEMFC的特性,介绍了燃料电池的基本原理，燃料电池的特点与应用，以及燃料电池的模型。在第二章首先介绍了质

16、子交换膜燃料电池前级直流变换器的框架结构，并提出了作为燃料电池发电系统前级的DC/DC变换器应具有的特点,设计了一种电压型全桥移相零电压软开关直流变换器作为燃料电池发电系统的升压前级，分析了其主电路拓扑和主电路的工作原理。在第三章,完成对移相全桥DC/DC变换器主电路的硬件设计。第四章对燃料电池用前级直流变换器的控制电路进行了设计。第五章对此燃料电池用前级DC/DC变换器做了仿真验证以及实验结果分析。最后,总结了本文的设计方案以及对未来的发展前景作了展望。本文主要设计了一种6KW质子交换膜燃料电池的前级直流变换器，其具体设计要求为：输入电压为质子交换膜燃料电池PEMFC的输出电压3070VDC

17、，稳定输出电压为100VDC，额定功率6KW，允许过载125%，要求在额定输出电流下，长时间工作。2燃料电池前级DC/DC变换器的主电路方案本章先对燃料电池用前级直流变换器框架结构进行了分析，然后选择了移相全桥ZVS变换器做为燃料电池用前级直流变换器的拓扑结构，并分析这种DC/DC变换器的拓扑结构的工作原理和工作过程。最后，对本章的主要内容进行了总结。 2.1系统框架结构PEMFC是一个复杂的电化学系统，它根据负载功率要求实时调节反应气体的流量和压力，当负载波动时，需要外部的装置配合参与调整，使得时间响应常数较慢，而且电化学反应容易受到湿度、温度和压力等外界参数干扰，导致输出电压更易波动，需要

18、电力变换装置在较宽输入范围内稳定电压；另外由于单片电池输出电压较低，负载运行时电压一般在0.60.8V左右，电流密度在0.21A/cm2左右，所以对中小型PEMFC而言，输出电压一般较低，因此在PEMFC输出电压和用户/电网之间必须有一级是具有升压功能的电力变换装置，现有的小功率燃料电池直流升压模块大部分采用非隔离式Boost拓扑8-10，但从安全隔离方面考虑，中大功率PEMFC应利用变压器隔离提升电压。系统框架结构如图21所示，质子交换膜燃料电池输出首先通过一个隔离的前级直流变换器将燃料电池直流电压升压到逆变器所需的直流电压，同时提供隔离，然后逆变器将升压的直流电转换为交流电供给用户。隔离型

19、直流变换器具有更大的电压增益范围，同时还能为系统提供隔离，并且高频变压器相比工频变压器可以降低成本、减少电路的损耗、减小体积和提高功率密度。图2.1 质子交换膜燃料电池前级直流变换器框架结构 2.2移相全桥零电压开关DC/DC变换器主电路的结构及其电路分析 2.2.1移相全桥零电压开关DC/DC变换器主电路的结构燃料电池用前级DC/DC变换器采用升压电路，拓扑结构采用电压型移相全桥电路形式，使用软开关技术，提高系统转换效率，移相全桥ZVS变换器的主电路结构及主要波形如图22所示。其中为全桥电路的4个功率开关管，为隔直电容，是谐振电感（包括变压器的漏感）。分别是功率管的寄生电容，分别是的反并联二

20、极管。每个桥臂的两个开关管均为180o互补导通，两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一个移相角相位，通过调节移相角的大小调节输出电压。因为和的驱动信号分别超前于和的驱动信号，所以称和为超前桥臂，称和为滞后桥臂。移相角越小，输出电压越高，反之，移相角越大，输出电压越低。每个开关管的关断到另一个开关的开通都要经历一个死区时间11。(a) 移相全桥ZVS变换器主电路（b)移相ZVS全桥变换器的主要波形 图2.2移相全桥ZVS变换器的主电路结构及主要波形 2.2.2移相全桥零电压开关DC/DC变换器主电路的工作原理现在以一个开关周期的12种工作模式为例，来分析移动全桥变换器的工作原理。每个开关周期的等

21、效电路如图24所示，为更好的分析移相全桥变换器的工作原理，现假设如下：（1） 假设主电路中的二极管、开关管、电感、变压器、电容均为理想元件。（2） 。（3）是变压器原副边匝比。 现分析各开关管工作过程如下：1. 初始阶段时刻：如图（a）,和导通，输入电流流经，谐振电感，变压器原边绕组和，回到电源负端。变压器副边电路整流管和导通，整流管、截止，电流流经、，滤波电容，滤波电感以及负载。2. 工作模式1（,）时刻： 如图（b）在时刻关断，原边电流流经和的支路中，给进行充电，同时进行放电。由于有和，是零电压关断。此时，和是串联的，并且很大，此时可以认为原边电流是不变的，可以将其看作是一个恒流源。此时、

22、电压和原边电流计算公式为： （2.1） （2.2） （2.3） 在时刻，的电压下降为0，自然导通，工作模式1结束。工作模式1的时间为： （2.4）3. 工作模式2（,）时刻：如图（c），在导通之后，开通。此时开通，是零电压开通，而此时原边电流实际上还是流经二极管，中没有电流，从关断，到开通，这中间存在着一个死区时间，即 （2.5） 在这段时间里，等于折算到原边的滤波电感电流，即 （2.6） 在时刻，下降到。4. 工作模式3（,）时刻：如图（d）,在时刻，关断。原边电流由和两条路径提供，也就是说，用来抽走上的电荷，使得电容放电，电容进行充电。因为和的充放电过程，使得是零电压关断。此时=,上的电压

23、从0变为-，副边绕组的电压极性也变为上正下负，此时变压器副边的四个二极管、都导通，此时变压器的原副边绕组的电压都为零，这时谐振电感上加的电压为。所以，在这段时间内和，在谐振工作，和电容、的电压分别为 （2.7） （2.8） （2.9） 在上式中 （2.10） 在时刻，电容充电至电源电压，此时电容上的电压下降至0，二极管自然导通，这一工作阶段结束。此工作模式的时间为： （2.11） 5. 工作模式4(,)：如图（e），在二极管自然导通之后，开通，此时是零电压开通。同样从关断，到开通之间也存在一个死区时间。该死区时间满足： （2.12） 此时原边电流仍流经二极管，虽然已开通，但中没有电流流过，而中

24、储存的能量将回馈给电源。此时副边所有的二极管都导通，使得变压器原副边电压同时等于0，此时两端的电压为，开始下降，此时的计算公式为： （2.13） 在时刻，下降到了0，而和则会因此自然关断，原边的电流开始流过和。工作过程4的时间为 （2.14） 6. 工作模式5（,）：如图（f）,在时刻，的电流值开始由正变负，并负向增加，流过和，但此时还是不足以为负载提供电流，因此、与将继续同时导通，所以原边绕组的电压依旧是零，的两端的电压仍然为电压,此时的大小是： （2.15） 在时刻，的值为()。这时和关断，和流过了全部负载电流，这时这一工作模式结束。工作模式5的持续时间为 （2.16） 7. 工作模式6：

25、（,）：如图（g），在这一阶段，电源给负载供电，原边的电流为： （2.17） 因为，可简化为下式： （2.18） 在时刻，关断，这样就结束了移相全桥ZVS变换器的半个工作周期，其另半个工作周期的工作情况与这半个工作周期类似。图2.4 各种开关工作模式的等效电路 2.1.2 零电压开关的实现 （1）超前桥臂实现 ZVS超前桥臂比较容易实现零电压开关，只要有足够的能量抽走及和的结电容和上的电荷，并给刚关断的开关管的结电容充电，即： (2.19) 该能量由输入滤波电感提供，折算到原边与谐振电感串联，在一般情况下很大，实现零电压开关比较容易。因为在超前桥臂开关的过程之中，可认为不变，可看作是一个恒流源

26、，所以超前桥臂为了达到零电压开通，和两者的死区时间必须满足以下公式： (2.20) 上式中为变压器原边电流值。基于上述约束下选择合适的。 (2)滞后桥臂实现 ZVS而滞后桥臂要实现零电压开关要比超桥桥臂要困难一些，这是因为此时副边短路，只有谐振电感中的储能用于实现零电压开关。当滞后桥臂工作时，和电容、发生谐振，当电容的电压下降至0 时，导通，这时开通，可以实现零电压开通。可以总结得到，滞后桥臂要零电压开关，需要满足以下三个条件：(1) 的储能要大于、以及变压器原边寄生电容的储能: (2.21) 在实际应用中，因为变压器原边寄生电容很小，所以可忽略电容，简化为： (2.22) (2) 在滞后桥臂

27、开通时，原边电流近似不变，滞后桥臂的并联电容满足： (2.23) (3) 滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一的谐振周期，即： （2.24） 我们可以通过以上的约束条件来确定谐振电感和谐振电容 的参数。在本设计的功率开关管采用MOSFET，不宜设置过小的死区时间，通常可设置死区时间为 。并且要选择合适的谐振电感和并联电容，两者应协调确定。由于超前桥臂比较容易实现零电压开关，而滞后桥臂的实现比较困难。所以要实现零电压软开关技术主要的重点是在于滞后桥臂。从式（2-20）可以看出，滞后桥臂要实现ZVS主要有两种方法：第一种方法是增加励磁电流，而第二种方法是增加谐振电感。一般综合考虑这两种方法，

28、将得到更好的效果。(3)占空比损失副边占空比丢失现象是移相全桥零电压开关变换器的一个特殊现象。副边占空比的丢失等于原边占空比与副边占空比的差值，可表示为： （2.25） 下面对这种特殊现象出现的原因进行分析：如图 2-11中的,。在这段时间内，虽然原边有正电压波形或者负电压波形存在，但 仍然无法为负载提供足够的电流，所以在此时副边的二极管、和都同时导通，这使得整流后的电压=0，所以丢失了,的电压波形。这部分就是占空比的损失 。它的大小为： （2.26） 综上所述，可以得出以下结论：越大、负载越重或输入电压越低，都会使增大。所以如果要想减小，较为容易的实现方式是减小谐振电感 。 2.3本章小结本

29、章首先对燃料电池用前级直流变换器框架结构进行了分析，然后对移相全桥零电压开关DC/DC变换器主电路的结构及其电路分析,以半个开关周期为例,详细分析了变换器的工作过程；最后对超前桥臂和滞后桥臂实现ZVS以及副边占空比的丢失情况作出了分析。3移相全桥DC/DC变换器主电路的设计前面一节我们简要讨论了主电路工作原理，为了使移相全桥变换器的两个桥臂的开关管都在零电压软开关条件下运行，并能较好地作为燃料电池的前级直流变换器，在本节中主要介绍了电路中主要元器件参数的计算方法和主电路主要元器件的选择方式。 本文要设计的燃料电池前级直流变换器的要达到的技术指标如下：（1）输出功率：6KW，允许两分钟过载 12

30、5；（2）输入电压：正常 3070VDC（3）输出电压：100VDC3.1高频变压器的设计高频变压器是全桥变换器的一个主要器件，它的设计及参数计算非常的重要和关键。高频变压器铁心所采用的磁性材料，目前有很多可供选择，如：坡莫合金、铁氧体、超微晶和非晶态合金等。 （1）确定原副边变比高频变压器是燃料电池用前级直流变换器的核心器件，将燃料电池较低的输出电压提升到较高的电压，其参数设计至关重要。为了降低输出整流二极管的反向电压，减小开关管的电流，提高高频变压器的利用率，以达到减小损耗和降低成本的效果，高频变压器原副边变比应尽可能地大一些。为在输入电压范围内能够输出所要求电压，通过选择高频变压器副边的

31、最大占空比，计算副边电压最小值为： （3.1） 副边电压最小值 输出电压最大值 副边最大占空比 输出整流二极管的通态压降 输出滤波电感的直流压降 因为采用全桥整流电路，=2，故变压器原副边变比为： （3.2） （2）确定原边和副边的匝数选定一个磁芯，参考磁芯材料的手册，以及考虑到开关频率,可确定最高工作磁密。利用公式计算副边匝数: （3.3） 副边匝数（单位为匝） 利用公式可以计算出原边匝数为： （3.4） 可根据磁芯材料手册，选定具体磁芯型号，为减小铁损，根据开关频率，可查出最高工作磁密和磁芯的有效导磁面积，可计算原副边匝数和导线股数，进而多次核算窗口面积和选择合适磁芯。 3.2隔直电容的设

32、计隔直电容在移相全桥ZVS变换器中可以用来用于滤去高频变压器原边电压的直流分量，在实际应用中，会在隔直电容上充放电，因此当系统负载情况下，为保证不影响输出电压，隔直电容通常使其最大充电电压小于输入电压的5%。依据谐振频率计算公式： （3.5） 推导出隔直电容计算公式： （3.6） 3.3输出滤波电感的设计在PWM全桥变换器中，原边的交流方波电压经过高频变压器和输出整流桥后，得到高频直流方波电压，需要LC滤波器平滑该直流方波电压。对全桥变换器而言，滤波电感电流脉动为： （3.7） 为减小滤波电感电流脉动，希望滤波电感越大越好，但受限于其尺寸、重量、成本和响应时间考虑，一般选择输出滤波电感电路最大

33、脉动量为最大输出电流的20%，则滤波电感设定为： (3.8) 输出滤波电感的具体设计步骤：(1)初选磁芯大小。(2)选择一个气隙大小，可用于计算绕组的匝数。气隙的大小用表示绕组的匝数可由公式计算得到： （3.9） 的单位为，气隙的单位为，=，的单位为(3)求出磁芯的最高工作磁密。计算公式为 （3.10） 的单位为。当计算得到的时，则符合要求。 3.4输出滤波电容的设计输出滤波电容的容量与电源对输出电压峰峰值有关。可由以下计算公式计算输出滤波电容的电容量为: （3.11） 的单位为，是开关频率(),的单位为，是输出滤波电感量，单位为。上式中的取，取，因为考虑到电解电容有等效串联电阻，所以在实际选

34、用电容时，要比上式所计算出的电容量大一些，并要选择多个电解电容并联使用。 3.5 超前桥臂谐振电容的计算前面已经提出了超前桥臂和滞后桥臂实现零电压开关的条件，现在分别来计算超前桥臂和滞后桥臂的并联电容以及谐振电感。超前桥臂要实现零电压开通，和两者的死区时间需要满足以下公式： （3.12） 由超前桥臂死区大小和要求实现零电压开关的负载范围可以确定并联电容和的大小。在根据最高输入电压，并将以上数据代入式得 （3.13） 3.6 滞后桥臂谐振电容与谐振电感的计算从上一章滞后桥臂零压开通的分析中，可以看到滞后桥臂要实现零电压开关要比超前桥臂要困难一些，这是因为此时变压器副边短路，只有谐振电感中的储能用

35、于实现零电压开关。所以滞后桥臂要实现零电压开通，需要满足以下三个条件：（1）谐振电感储能必须大于滞后臂并联电容储能加上变压器原边寄生电容储能，即有： （3.14） 在实际当中，变压器原边匝数较少，且原边大都用多股漆包线并绕，所以原边寄生电容很小。所以可以将式（3-12）中后一项略去。变为： （3.15） （2）在滞后桥臂开通时，原边电流近似为衡定。滞后桥臂的并联电容满足下式 （3.16） （3）滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一的谐振周期，即 （3.17） 通过上述公式，我们可以选择合适的谐振电感和谐振电容。在上述约束条件下，可以列写式(3-18)如下： （3.18） 从而根据式(3-

36、18)确定串联谐振电感大小： （3.19） 由上式可以计算谐振电感的值。3.7其他器件的选型为了达到预期的设计目标，还需要选择合适的功率开关管。功率开关器件的选型为了使在主回路中使用的电子开关，能够实现快速的开通、快速的关断这两种状态,并且还能快速的进行转换。又考虑到功率开关器件的开关速度和驱动电路的简洁，本燃料电池前级直流变换器选用MOSFET作为功率开关管。MOSFET功率开关管的导通损耗以及成本与双极型晶体管相当,但是它的开关速度却是双极型晶体管的5倍。MOSFET属于电压控制元件。只要在栅源极间加上足够的电压,以使漏极能够通过预期的最大电流，就能驱动MOSFET进入饱和区。栅源极电容二

37、充放电与MOSFET的开关速度有着很大的关系,虽然无法降低MOSFET的,但可通过降低驱动电路内阻以及减小时间常数等方法,来加快MOSFET开关的速度。在本设计中选择为本燃料电池前级直流变换器的MOSFET功率开关管。 3.8本章小结本章针对所选用的移相全桥ZVS变换器的拓扑结构，进行了主变压器、隔直电容，输出滤波电路、谐振电感以及开关管并联电容等元器件的详细参数设计，并对功率开关进行了选型。在第四章中还将进一步对燃料电池前级移相全桥ZVS变换器的控制电路进行设计。4控制电路的设计4.1移相PWM控制芯片UC3875UC3875芯片是美国UNITRODE公司生产的移相式准谐振变换器控制集成电路

38、,它可用来控制零电压谐振变换器,使用 UC3875芯片作为本移相全桥ZVS变换器的控制芯片，非常合适。 4.1.1移相PWM控制芯片UC3875的特性UC3875芯片有多种封装形式：有标准双列直插式的20引脚封装,还有方形28引脚塑料封装等多种封装形式。本设计采用一种标准双列直插式的20引脚封装UC3875芯片作为本燃料电池前级直流变换器的控制芯片。其管脚排列如图4.1所示12。图4.1 UC3875管脚图 4.1.2 UC3875的内部结构图4.2是UC3875的功能框图13。UC3875芯片具有九大功能:工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时

39、间设置、输出级。图4.2 UC3875功能框图4.1.3 UC3875芯片的工作原理和工作过程UC3875芯片通过OUTA(PIN14)、OUTB(PIN13)、OUTC(pin9)和OUTD(pin8)，四个管脚输出四个移相方波信号，并通过功率开关管驱动电路，来驱动四个功率开关管、和。图4.3所示为UC3875芯片的外围电路接法。由芯片内部振荡器产生的时钟信号经过D触发器2分频后，就能得到两个180o互补的方波信号。这两个方波信号从OUTA(PIN14)和OUTB(PIN13)输出，并与振荡时钟信号同步,同时利用延时电路为这两个方波信号设置死区。PWM比较器将锯齿波和误差放大器信号比较后,输

40、出一个方波信号,这个信号与时钟信号经过从OUTC(pin9)和OUTD(pin8)输出两个180互补的方波信号，延时电路为这两个方波信号设置死区。由于OUTC和OUTD分别领先于OUTB和OUTA，它们之间相差一个移相角,移相角的大小取决于误差放大器的输出与锯齿波的交截点。通过调节移相角可以控制AD、BC之间的相位变换。为经过反相器后用于全桥零电压开关DC/DC的移相控制信号。图4.4为四个输出的逻辑时序图。图4.3 UC3875芯片的外围电路图图4.4 UC3875输出时序图 4.1.4驱动电路的设计MOSFET是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管。它属于电压控制元件。只要在栅

41、源极间加上足够的电压,以使漏极能够通过预期的最大电流，就能驱动MOSFET进入饱和区。MOSFET的安全工作区和其开关特性随驱动电路的改变而改变,因此设计合理的驱动电路是其正常工作的重要保证。本设计中采用了一种美国IR公司生产的IR2110驱动器。这种驱动器兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选。IR2110于1990 年前后由美国国际整流器公司利用自身独有的高压集成电路及无门锁CMOS 技术，开发并投放市场，它是一种大功率MOSFET专用栅极驱动集成电路，在电源变换驱动领域中获得了广泛的应用。该电路芯片可驱动同一桥臂两路，有着较高的偏值电压，响应速度很快，驱动能力强，并且内设欠压封锁。它有着较低的成本，并且易于调试。IR2110驱动器仅需要一路1020V电源，并同时采用2片IR2110就可以驱动4个功率表开关管，这样所构成的移相全桥ZVS电路,大大减小了控制变压器的体积和电源数目, 降低了产品成本, 提高了系统的可靠性。 驱动电路的设计图，如图4.5所示。图4.5 MOSFET管驱动电路4.2电压电流双闭环控制在本设计中采用电压电流双闭环控制的策略。在该设计中利用参考电压作为电压外环的给定