开关电源电路设计讲解

1、75第7章开关电源电路设计7-1正激式开关电源的设计7.1.1技术指标技术指标见表7-1所示。表7-1正激式开关电源技术指标项目参数输入电压单相交流100V输入电压变动范围85Vac 132Vac输入频率50Hz/60Hz输出电压Uo=5V输岀电压变动范围4.5V 5.5V输岀电流Io=20A7.1.2工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路 设计等受到限制。另外，还要注意变压器绕组的匝数。因此，这里基本工作

2、频率选200kHz，则1 1I 3 =5 jisfo 20010式中，T为周期，f为基本工作频率。7.1.3最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，D选为40%45%较为适宜。最大导通时间 toN max为tON max=T Dmax(7-1)Dmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件的、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。 此处，选Dmax =42%。由式（7-1）,则有tON max =5 Is 0.42=2.1 Is正向激励开关电源的主回路结构如图7-1所示。图7-1正向激励开关电源的主回路结构7.1.4变压器次级输出电压的计算如

3、图7-2所示，次级电压U2与电压Uo+Uf+Ul的关系可以这样理解：脉冲电压U2与toN包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形，则矩形的“纵向的高”就是电压平均值Uo+Uf+Ul，即U2Uo Ul Uf ttON(7-2)式中，Ul是包含输出扼流圈 L2的次级绕组接线压降，Uf是输出二极管的导通压降。由此可见，图7-2 所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，加在负载上的电压U。更小。根据式（7-2），次级最低输出电压 U2min为U 2minU O max U L max U f T(7-3)ON max若上式中，ULmax=0.2V, Uf=0.5V （假设采用肖特基二极管）5.5 0

4、.2 0.5521 14.8V7.1.5变压器次级输出电压的计算2min直流电压Ui的最小值采用由输入回路计算的电压值UImin。此例中，根据交流输入电压的变动范围85V132V，取整流系数1.17,则U|=100V155V , UImin =100V，则有Im inU 2 min100=6.7614.8(7-4)7.1.6变压器次级输出电压的计算变压器初级绕组的匝数N1与最大工作磁通密度 Bm （高斯）之间的关系为N1 =U Im intON maxBm S104(7-5)式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）。输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据 表2-3粗略计算变压器有关参数

5、，磁芯选EI-28。它的有效截面积 S=85mm2，磁芯材料相当于 TDK的H7C4，最大工作磁通密度 Bm可由图7-3查出。图7-3 H7C4材料磁芯的B-H特性实际使用时，磁芯温度约为100C,需要确保Bm为线性范围，因此 Bm在3000高斯以下，但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁。剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为 200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即Bm在为1000高斯3000高斯之间。变压器次级有与 式（7-5） 一样类似的表达式，故次级匝数N2为也二匕册 toNmax竺 1& 匝（7-6）Bm S2000 85N2取整数2匝。则变压器初级匝数 口

6、为2=2 N =2 6.76=13.5 匝N,取整数14匝。当变压器绕组匝数 Nj=14匝，N2=2匝时，则匝比 N=7。由式（7-4）计算变压器次级电压U 2 min达不到要求，需要重新确定toN max。根据式（7-3），得根据式（7-1），得t=9N max5.5 0.2 0.5514.8(7-7)DmaxON max2.09=41.8%开始假定Dmax为42%，但重新计算结果为41.8%，因此在40%45%所要求的范围内，以下Dmax采用41.8%，即tN max =2.09卩进行计算。7.1.7变压器次级输出电压的计算1 .计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流Il如图7-4所示U厶

7、II为式中,Il =U 2 min - u FLO maxON max(7-8)L为输出扼流圈的电感（uH）。这里选.IL为输出电流I。（ =20A ）的10%30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应 等方面考虑，此值比较适宜。因此，按I L为IO的20%进行计算。I L = IO 0.2=20 0.2=4A由式（7-8），求得.,14.8-0.5 5.5：1|=2.09 4.6 H4如此，采用电感量为 4.6卩出流过平均电流为 20A的扼流圈。若把变压器次级绕组的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-5所示。在tON期间，U2为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通，扼流圈电流线性上升，电感励

8、磁，磁通量增大；在tOFF期间，U2为零，VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流I。为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。图7-5次级输岀电压与电流波形2 计算输出电容的电容量输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压.dr由=I L以及输出电容的等效串联电阻 ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%0.5%。和（0.30.5）xUO （0.3 0.55.I r=0 =1525mV100 100又lr= lL ESR(7-9)(7-10)由式（7-10）,求得ESR=.：Ir1525=3.75 6.25m Q4即工作频率为

9、200kHz时，需要选用 资料，例如，用8200卩F/10V的电容，其 要注意低温时ESR值变大。ESR值6.25mQ以下的电容。适用于高频可查电容技术ESR值为31mQ，可选6个这样的电容并联。另外，需流经电容的纹波电流lC2rms为心2讣=一* = 一- 1.16A2汉J32汇J3(7-11)因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有 6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的 环路的增益等，它们可能使电容特性改变。7.1.8恢复电路设计1 计算恢复绕组的匝数恢复电路如 图7-6所示。VT1导通期间变压器 T

10、1的磁通增大，T1蓄积能量；VT1截止期间释 放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。2匸图7-6 恢复电路（VT1截止时）等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的ESR,是Equivalent Series Resistance三个单词的缩写，翻译过来就是行为背离了原始的定义。ESR是等效 串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之图7-6 （a）的电路中T1上绕有恢复绕组 N3，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（C|暂存）。由于VT1截止期间恢复用绕组 N3两端的自感电压限制为输入电压U的数值，惟其如此,VD 4才能导通把磁场能转化为电场能反馈到

11、输入侧。因此，这(7-12)(7-13)VT1截止期间，变压器初级感应电压使VD 3导通，磁场能转化为电场能，在R上以热量形时变压器初级绕组感应电压为u1=UN3Ui的极性为上负下正。若主开关元件的耐压为500V，使用率为80%，即（U；+U |max）兰400V。5400-155=2452由式（7-12），求得 8.9 匝245N3取整数9匝。2 .计算RCD恢复电路的电阻与电容 VT1导通期间储存在T1中的能量为巳=山2L1式中，L1为初级绕组的电感量。式消耗掉。R中消耗的热量为2E2 = U1 TR3(7-14)式中，U1为初级感应电压。因为E1= E2，联立式（7-13）、（ 7-14

12、）,整理得Ui =Ri；2“U I tON(7-15)因为输入电压最高Uimax时，开关管导通时间toN min最短，把上式中的5换成U向ax，以 换成tON min，那么，加在VTi上的电压峰值为由此，求得R阻值为tON minU dsp= U(7-16)(7-17)当输入电压Uimax时，toNmin为tON min = tONmax仏=2.09 100 - 1.35 sU Im ax155式（7-17）中有初级绕组的电感量L1是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI-28, H7C4的A1-Value值为5950，则2A1-Value= L1/N1（ 7-18）由

13、式（7-18）,求得L1为L| =5950 N； 10=5950 142 10 亠1.16mHn迪心a匹，16k1155丿(1.35 勺 0 2因此，由式（7-17）,求得R1为R=2时间常数R1C1比周期T要大的多，一般取10倍左右，则-6T5 10aC3 =10 =10 3 3.13 10 FR116 103 .计算主绕组感应电压把 Uimax=155, toN min =1.35 卩代入式（7-15），得Ui=卜-3 X155X 1.35 X10上-245V 2 1.16 105 107.1.9 MOSFET 的选用1. MOSFET的电压峰值根据式（7-17），计算VT 1上的电压峰值

14、u dsp为Udsp=155 汉 1 +316 10 661.35 102 1.16 105 10 400V实际上,MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如 图7-7所示。11-图7-7 加在主开关元件上的电压 U ds波形图7-8 主开关元件上的电压与电流波形1. MOSFET的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值|ds为Ids=l。=20 - 2.86AN114Ids1= I ds 0.9=2.860.9 2.57AI ds2 = I ds 1.1=2.861.1 3.14AIds1、I ds2分别是开关管导通前沿与导通后沿峰值电流。VTi的电

15、压和电流波形如 图7-8所示，VTi的总功耗FQ1为1 1FQ1 =U Im in1 ds1t13 U ds( sat)1 ds1)ds2t2 U dsp1 ds2t36 T(7-19)式中，Uds(sat)是MOSFET导通电压，一般为在 2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意:(1)FN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100 C时，Rds 一般为产品手册中给出值的1.52倍。(2)功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽tN进行计算。即在Uax时，采用tON min条件，或者 Smin时，采用tN max条件进行计算。另外，在 tFF期间，由于功率M

16、OSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为tON max =2.09h采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，t?采用下降时间。取 t1 =0.05 卩 s t3=0.12 卩 s 贝Vt2 =2.09-0.05-0.12=1.92由式(7-19),求得FQ1为1 1FQ1=100 2.57 0.05 3 1.72.57 3.14 1.92 400 3.14 0.12 U 7.3W6 5结温Tj控制在120 C,环境温度最高为 50C时，需要的散热器的热阻 Rfa为120一50一1.0一7.3 ,8.59C/W7.3(7-20)由此，需要8.59C /W的散热器，这时，由冷却方式是采用

17、自然风冷还是风扇强迫风冷来决 定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-9所示。10090705030100 广二亲期握扈辈册辭水床坟咋爭通宜安装计算条件-不带防蚀铝 带防蚀铝图7-9 功耗与温升的关系応 SO 2E 功 KfW)7.1.10恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。1. VD3的反向耐压在tON期间VD3反偏，正极相当于接地， 加在VD3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD3反偏电压Urd3=155V。2. VD 4的反向耐压在toN期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压Urd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，

18、VD4反偏电压Urd4为(nJ(9Urd4 = Uimax 汉 1=15 1+厂 254.6V( 7-21)INi丿 14丿7.1.11输出二极管的选用输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。1 .整流二极管的反向耐压在toFF期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组N1感应电压U；=245V ;次级N2电压加在整流二极管 VD1的两端，因此，VD1的反向电压Urd1为N22Urd1 = U1 況=24 =35V( 7-22)N114实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在

19、这电压上。2 .续流二极管的反向耐压在tON期间VD1导通，加在续流二极管VD2上的反向电压Urd2与变压器次级绕组电压的最大值U 2max相同，即N22U2max = Uimax =155 - - 22.1V( 7-23)Ni14实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。加在VD 1、VD2导通上的电压波形如图7-10所示。(a)整流二极管VD1两端的电压波形(b)续流二极管VD1两端的电压波形图7-10 输出二极管电压波形整流二极管VD1的功耗Pd1为Pd1=UFIo 辛 Urd1 Ir* ：rUrd1 Irr (t)dt ( 7-24)续流二极管VD2的功耗Pd2为tt t 1

20、tR2=Uf IoUrd2 Ir。卩迅 h (t)dt ( 7-25)式中，Ir为反向电流，trr为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-11所示。(a)整流二极管VD1两端的电压波形(b)续流二极管 VD1两端的电压波形图7-11负载时输出二极管电压波形3 恢复二极管的反向耐压当开关管导通时，恢复二极管VD3截止，加在其两端的反向电压 Urd3为3max=UImaxNNi=1551214288V(7-26)该电压是输出最高电源电压与恢复绕组N 3感应电压之和。7.1.12吸收电路参数的设计如果吸为降低主开关元件与输出二极管两端产生的浪涌电压，需

21、要设置浪涌电压吸收电路。收电路中电容量大，则浪涌电压就小，但功耗也大。因此，需要选用最佳电容和电阻。另外，阻 容电路接入时要尽量靠近主开关元件与输出二极管，元件引线包括接线要尽量地短。安装时，输出二极管的吸收电路的元件参数用试探法确定，这比设计时确定参数效果要好。 主开关元件的吸收电路也是一样，下面给出参数选择的计算实例。H J 0. 2 0-40-612-1 6 B 1C 2040 6030 100% x乌图7-12 吸收等效电路与曲线采用图7-12所示的等效电路与曲线。首先，确定横坐标轴与纵坐标轴。(1) 纵坐标轴：U dsp4002.58U Im ax 155(2) 横坐标轴:LlRl

22、t3产品手册式中，Ll为变压器的漏感， Rl为从变压器初级侧看的负载电阻，t3是MOSFET中给出的下降时间。U Imax 155Rl=匹=疋 54 QIds 2.86式中，Ids是初级绕组电流有效值。Ids=Io Nz =20 - 2.86ANi 14设LL为24 H,则Ll _24 10“Rl t354 0.12 106由纵坐标轴的2.58与横坐标轴3.7的交点求得参数:- 3.2。则主开关元件吸收电路中的电 阻与电容分别为R2 兰尺 乂口 =54X3.2 173 Q4 Ll 4 24 10C21863pF=_ Rl R 254 17327.1.13变压器参数的计算设计变压器时应注意以下几

23、点：(1) 输入电压最大或主开关元件导通时间最长(占空比在0.5以下)时，磁通不能饱和;(2) 初、次绕组之间耦合良好，漏感应小；(3) 应符合各种安全规格，有必要的绝缘和足够的耐压；(4) 对于高频工作的变压器，因为趋肤效应导线电阻增大，因此需要减小电流密度。频率 与电阻的关系如图7-13所示。图7-13铜导线的趋肤效应n2为通常工作时，最大磁通密度由变压器的次级绕组决定，次级绕组2maxmaxXBm S10(7-27)H7C4，Bm一般为式中，U2max在输入最高电压时出现。采用的磁芯材料相当于铁氧体磁芯3000高斯以下。次级绕组最高电压 u 2max为U2max=Uimax 二=155

24、厂心 22.1N114由式（7-27），求得1041.8匝K1 22.1 2.09N2 =3000 85取2=2匝。根据式（7-6）,通常工作时的磁通密度要小得多，Bm为Bm = U 2 版 以 吶 10 209 104 1830 高斯N2 S2 85由前面计算初级绕组电流平均值lds=2.86mA，因此其电流有效值l1rms为tON m axhrmsds -=2.861.85A(7-28)次级绕组的电流有效值| 2rms为2rms1rmsNN2=1.85=12.95A2恢复绕组的电流平均值I 3为该公式的推导过程复杂，在此从略。I 3= I ds N3 =2.86宀 1.84ANi14其有效

25、值I3rms为1 3rms = 1 3OFF maxTT - toN m inT=1.84A5 -1.35 51.57A初级绕组使用铜线为0.6 2，电流密度为3.27A/mm 2 (= 1.85/0.6 丫I2 .丿乂 2兀）；次级绕组使用铜条为 0.3 9，电流密度为4.8A/mm 2；恢复绕组使用铜线为0.6 2,电流密度为2.78A/mm2。阅读资料：电流密度变压器绕组用漆包线的线径需要仔细斟酌。如果绕组用漆包线太细， 则电阻过大，热耗较大。因此，漆包线的粗细指标由其电流密度Jd决定。电流密度Jd为单位面积允许通过的电流（ A/mm2）, Jd = l/S,式中I为电流有效值，S为漆包

26、线的截面积。 Jd由变压器的允许温度、磁芯温度特性以及所使用的绝缘材料的最高使用温度决定。变压器的环境温度是气温加上内部上升的温度，但要准确计算出内部上升的温度是比较困难的，电流密度（或绕组损耗）与变压器温度上升之间关系是比较复杂的，自然风冷与强迫风冷 有很大不同。自然风冷时 Jd选为24A/mm 2，强迫风冷时选为 35A/mm 2较适宜。根据工程设 计经验，一般来说变压器较小时选用较大电流密度，而较大时选用较小的电流密度。7.1.14输出扼流圈的计算输出扼流圈用磁芯有El （EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器一样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器

27、一样，采用EI-28，电感量在4.6 H以上。因为流经线圈中的电流为 20A，所以，使用0.5mm 9mm的铜条，电流密度为 4.44A/mm 20.5 9采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。H7C4材料磁芯的间隙与 A1 Value之间的关系如图7-14所示。(7-29)L=A1-Value N由式(7-29),需要的A1 Value值为L 4.6。0“ 卫A1-Value= 2=2127 10N 6查看图7-14所示曲线A1-Value值，可得间隙为1.4mm。最大磁通密度 Bm为c N I。Bm=（A1-Value）S磁芯的最大磁通密度与变压器一样，需要在6x2010=127 10 1

28、793 高斯85图 7-14间隙与A1-Value之间的关系3000高斯以下。正激式开关电源设计参数一览见表7-2。表7-2正激式开关电源设计参数一览项目参数工作频率f200kHz占空比DminUlmax=155VTNmin = 1.35 rSD =27.0%DmaxUlmin = 100VT Nmax=2.09 rSD =41.8%输岀功率P100W变压器初级绕组匝数2电感量电流平均值Ids电流有效值l1rms绕组结构电流密度14匝1.16mH2.86A1.85A0.6汉223.27A/mm次级绕组匝数电感量电流平均值l电流有效值l2rms绕组结构电流密度2匝2012.95A0.3汉924.

29、8A/mm恢复绕组匝数电感量电流平均值电流有效值绕组结构电流密度9匝1.84A1.57A0.6汉22.78A/mm 2磁芯型号有效截面积S剩磁通密度Bm最大磁通密度BmEI-28285mm1000高斯3000高斯开关管漏-源极最高电压Udsp功率损耗PQ1热阻Rfa400V7.3W8.59C /W输岀滤波电感匝数导线电感量电流电流密度磁通密度Bm6匝0.5mm x 9mm4.6 gH20A24.4A/mm1793整流二极管VD1反向电压Urd135V续流二极管vd2最大反向电压Urd222.1V恢复二极管VD3最大反向电压 Ud3155V恢复二极管VD4最大反向电压 Ud4254.6V7-2自

30、激式开关电源的设计7.2.1自激式开关电源的电路结构1 自激式开关电源概述如图7-15 （a）所示为自激式开关电源的基本电路，也称RCC电路，即阻尼振荡变换器。广泛应用于50W以下的开关电源中。它不需要自励式振荡电路，结构简单，由输入电压与输出电 流改变工作频率。（a）基本电路图7-15自激式开关电源波形电压和电路波形如 图（b）所示。VT导通（toN ）期间，变压器T初级绕组从输入侧蓄积能 量，在VT截止（toFF ）期间，变压器T蓄积的能量释放给负载。toFF结束时，变压器初级绕组 感应电动势Ui自由振荡返回到零。VT基极连接的辅助绕组也称正反馈绕组，因变压器互感产生正反馈信号控制 VT的

31、通断，即所谓自激振荡。图7-16所示为自激式开关电源的分时等效电路，L1、L2分别为初、次级绕组的电感。图（a） toN期间开关管VT导通，T初级绕组两端所加电压为 Ui，次级侧滤波电容 C放电、电压降低,供给负载输出电流I。这期间，变压器T初级绕组从直流电源 Ui吸收能量、电感励磁；整流二极管VD中无电流，故变压器初、次级绕组无相互作用。图（b） toFF期间开关管 VT截止，T初级绕组没有电流，故图中未画出。这期间，初级绕组吸收的能量耦合到次级侧，整流二极管 VD导通，一边给电容 C充电、电压升高，一边给负载供电，变压器初级绕组释能、电感消磁。（b）toFF 期间 自激式开关电源等效电路(

32、a) toN期间2 自激式开关电源的计算公式从toN转到toFF瞬间，初、次级侧绕组的“安匝相等”原理仍然成立，因此，若变压器初级侧的能量全部传递给次级侧，则N11仲=N2 I2P(7-30)式中，l1P、I2P初、次级绕组的峰值电流。设匝比N为N = N1 / N 2(7-31)式中，Ni、N2为开关变压器初次级绕组匝数。一般来说,N1要远远大于N2 。1 2 1 2 12 L = I 2 L1P 1 =2P 22 2式中，L1、L2为变压器初、次级绕组的电感量。则，初、次级绕组的电感量之比与绕组匝数平方成正比，即N2二丛 lN2 丿L2传递给次级侧的能量变为输出功率。设变压器输出功率为P2

33、，则P? = U o I O1 2P2=I2P L2 ： : f2式中，是变压器转换效率，f为开关频率。(7-32)(7-33)U2 二 Uo Uf Ul(7-34)式中，U F是整流二极管导通压降，U L是线路压降。（1）初级电流峰值计算公式从变压器初级侧，电源输入功率可表示为(7-35)式中，Ii是变压器初级电流平均值。从变压器次级侧，电源输出功率可表示为(7-36)P2 = R 小初级绕组三角波电流平均值|1与峰值l1P的关系为I1二 I1PtoN2 T(7-37)联立式（7-35）（7-37）,得1P 一2 P2 TUitoN(7-38)式中，占空比D二toN/T，它是自激式开关电源设

34、计决定特性的重要参数。（2 ）初、次级匝比计算公式 把式（3-7）变形，得代入式（7-38）,整理得T = tONU|N22丿(7-39)2 P2IlP =(7-40)（3）初级电感计算公式开关管导通时，输入电压Ui加在变压器初级两端，在toN期间励磁，励磁电流在toN结束时达到峰值l1P，则变压器初级电感量L,为Li = toNUi1 Pi(7-41)把式（7-41）变形为U丨=I P1汉丄L，代入式（7-38），整理得tON2 F2(7-42)(7-43)当多路输出时，女口图7-17所示，输出功率 P2为P2 = U 2 I01 + U3 I O2图7-17 多路输出电路式（7-44）表明

35、，开关管的集电极电流与D成反比。3 开关管的电压、电流与占空比的关系开关管的集电极电流IC就是|1，因此，根据 式（7-35）可知lc *(7-44)由第3章式（3-8）可知，在tOFF期间，开关管集电极与发射极之间所加电压Uce为Uce =5 N U2 =U|1 -D(7-45)式（7-45）表明，开关管集电极与发射极之间所加电压Uce与1 - D成反比。如图7-18所示，改变D时，Ic与Uce相对值的改变。D较大时，Ic较小，但Uce较高,因此，务必选用高耐压开关管。D较小时，Uce也较低，但Ic较大。当D=0.5时，Ic和Uce都比较合适。工程经验一般是在电压最低时D选0.30.5进行参

36、数设计。 图7-18所示为开关管集电极与发射极之间的电压波形。图7-18 VT电流和电压与 D之间的关系阅读资料；三角波电流峰值与平均值如图7-19所示为自激式开关电源初、次级绕组周期性三角波电流示意图，其初级电流峰值 I1P和平均值I1之间有其内在的数量关系。设电流的时间函数为1建）=k式中，k = hp/toN。那么，有t =0 时 I1 0 - 0t = tON 时 11 tON - I 1P于是，1建）=丘可以表示为l/t ）= 1仲汽t/toN。因此，峰值为 的三角波电流平均值 h 为1 on|1P111 P2 tNDh=汇xtdt=氷上 xt =I1P 汇一(7-46)T0toN2

37、TtoN 02式中，D =tON /T。初级电流峰值I1P和平均值I1之间的关系可以这样理解：电流峰值I1P与tON包围的三角形“等积变形”整个周期T的矩形，则矩形的纵向的高就是平均值I1。那么，女口图7-19所示红色大三角的面积等于小三角与矩形面积之和，灰色梯形是公共面积。图7-19初次级电流峰值与平均值tOFF，故，次级电流峰值I2P和平均值丨2之间也有类似的关系，但次级绕组电流过程时间为1 -D需要把公式中的 D换成1 -D，即丨2 = I2P2722技术指标技术指标见表7-3所示。表7-3自激式开关电源技术指标项目参数说明输入电压单相交流100V说明输入电压变动范围85Vac 132V

38、ac输入频率50Hz/60Hz输出电压UO1=5V3A次级绕组1Uo2=12V0.4A次级绕组2输岀功率19.8W变压器效率n=95%723占空比与工作频率f的选定此处选定占空比 D rtoN /T =0.5 ,最低工作频率fmin为25kHz。自激式开关电源工作频率太 低时噪音较大，频率较高时开关损耗增大，但可是变压器、电容等小型化。7.2.4输入直流电压Ui的计算U i的计算方法同正激式开关电源一样。交流输入电压为85Vac132Vac,如整流系数取1.17,则U | 100V 155V7.2.5变压器次级电流峰值1仲、匝比以及初级电感和的计算当输入电压最低，而输出电流I。以过电流设定点的

39、电流，即I。的1.2倍进行计算。对于自激式开关电源，这时|1P最大，而f最低。1 变压器次级电流峰值1仲设变压器效率=0.95，次级绕组1输出二极管导通电压 UF1=0.55V，线路压降UL1=0.35V。由U O1=5V，计算次级绕组1输出电压U 2为U2 = UO1+U F1 + UL1 =5+0.55+0.35=5.9V同理，计算次级绕组 2输出电压U3为U3 = Uo2+UF2 + UL2 =12+0.9+0.1=13V式中，Uf2=0.9V, UL2=0.1V。输出为5V的过电流设定点时的输出电流为IO1 1.2,则变压器输出功率F2为P2=U2IO1 1.2+U3102 =5.9

40、3 1.2+13 0.4=26.4W根据式（7-38），得ip式中，占=402 F2 TUi toN2 26.4 400.95 100 20 1.11AtON = D T =0.5 40=20 卩 s2 .变压器的匝比 根据式（7-39），得N12=bU 2 T toN100 20X 5.940 203 .初级电感L1根据式（7-41）,得LUi 汁100 畔-1.8mH7.2.6磁芯的选用以及匝数 N1、N2和N3的确定根据变压器参数选用合适的磁芯，如果不合适，再重新选用，反复多次直到合适为止。这里还选用TDK的EEC28L磁芯，其磁芯与截面积如 图7-20所示。EEC28L l1P L11

41、07N12 Bm S式中，Bm为磁芯最大磁通密度(3000高斯),S为磁芯的有效截面积(mm )。代入有关参数，得N2 1.1 1.8107 4.8 匝17 81.4 3000选N2=5匝。则初级绕组的匝数Ni为N1= N2N12=5 17=85 匝同理，次级绕组2的匝数N3为U313一 甬N3= N23 =511 匝U25.9727变压器的设计1 .变压器绕组中的电流(1) 初级绕组的电流当输入电压Ui最低，而输出电流1。1和1。2最大时，变压器各绕组的电流为最大。此时，输 出功率P2为P2 = U2lO1+U3102 =5.9 3+13 0.4=22.9W根据式（7-35），得1P2P2

42、TUi toN2 22.9 40 0.96A0.95 10020电流波形如 图7-21所示，则|1的有效值l1rms为l1rms= I1P “D/3 =0.961/6 0.40A(2) 次级绕组1的电流根据输出电流平均值|。1，采用下式求得次级绕组1的电流峰值I2P为l2P= Io1 2/1-D=3 4=12A次级绕组1中的电流有效值| 2rms为l2rms = 2P 一 D/3 = 12,1/6 - 4.9A(3) 次级绕组2的电流根据输出电流平均值I O2，采用下式求得次级绕组2的电流峰值I 3P为213P = IO2=0.44 =1.6A1 -D次级绕组2的电流有效值| 3rms为l3r

43、ms=l3PjT/3 = 1.6 .1/6 0.65A在图7-21所示电流波形中，虚线代表电流的平均值。初、次级绕组的电流平均值分别由公式 I1P D/2 和 |2P 1 -D /2 求解。阅读资料：三角波电流峰值与有效值有效值也称均方根值或称方均根值，它的计算方法是先平方、然后在一个周期T内积分、除以T、然后再开方；符号为 rms。比如，幅度为100V而占空比为0.5的方波信号，如果按平均值计算，它的电压只有 50V，而按方均根值计算则有 50 2 V。这是为什么呢？举一个例子：有一组100伏的电池组，每次供电10分钟之后停10分钟，也就是说占空比为一半。如果这组电池带动的是10Q电阻，供电

44、的10分钟产生10A的电流和1000W的功率，停电时电流和功率为零。那么在20分钟的一个周期内其平均功率为500W，这相当于50 , 2 V的直流电向10Q电阻供电所产生的功率，而 50V直流电压向10Q电阻供电只能 产生的250W的功率。对于电机与变压器而言，只要均方根电流不超过额定电流，即使在一定时间内过载，也不会烧坏。如图7-22所示为自激式开关电源初级绕组周期性三角波电流示意图，其峰值11P和有效值I1rms之间有其内在的数量关系。前述提到，电流的时间函数为丨1 t =l1P t/toN ,因此，峰值为1仲的三角波电流有效值 gmstON0=1 ip(7-44)为I =1 rms 式中

45、，D =tON /T。次级电流峰值但次级绕组电流过程时间为tOFF ,故，I 2P和有效值I 2rms之间也有类似的关系,需要把公式中的(4) 辅助绕组的电流12V电压UB ,nr丿1一图7-23 绕组空间%Q 0iJ0002dQ0+10J /B0X3 i +6必图7-24绕组截面示意图自激电源有给开关管供电的辅助绕组，假设输入电压最低时，基极电路需要据此求得UB12N B = N= 85 汉 10.2 匝U Im in100NB选为10匝。开关管的基极电流峰值|BP为I bp = 11p / hpE =0.96/10=96mA式中，hFE =10,这是因为高压开关管的电流放大系数比较小。基极

46、电流有效值IBrms为I Brms =I bp 汽 J =96mA/ J6 39mA ，32 .漆包线的规格的确定根据正激式开关电源的经验数据，这里电流密度以Jd=4A/mm进仃设计。先计算初级绕组所用的漆包线的线径，需要的截面积S为2S = I 1rms /Jd=0.40/4=0.1mm2截面积比计算的 S大的最细的漆包线内径为个0.4，截面积为0.1257mm2。初级用单股绕制，电流密度为3.2A/mm 2，次级5V输出绕组用0.4 4，电流密度为3.33A/mm 2，次级12V输出绕 组用0.4 2，电流密度为2.63A/mm2。绕组的空间根据使用的磁芯与线圈骨架进行计算，如图7-23所

47、示。3 .变压器的绕制方法变压器的绕制方法漏感有较大影响，因此，绕制线圈的方法要保证初次级间耦合良好。确保初次级的绝缘是保证安全的重要措施，各国对安全规格、绝缘材料的厚度与绝缘距离都有明细的规定。这里采用 图7-24所示的绕制方法。初、次级绕组采用交互重叠绕制，使磁耦合最佳。在UL (美国)和CSA (加拿大)和安全规格要求中，一般会在线圈骨架两端垫2mm厚得绝缘条，消除初次级以及 3次绕组的表面的距离。为此，实际绕组空间高度24.2-2 220mm。初次级以及3次绕组间叠入 3层绝缘条，耐压可达 1250V。根据绕组空间高度，可计算各绕组绕几层。对于初级绕组，每层绕的匝数为20/d -1=2

48、0/0.456-仁42.9 匝，取 42 匝。式中，d为绕组外线径，层数为N1/42 =85/42 =2.02，取 2 层。4 .变压器的间隙初级绕组的电感 L1为1.8mH，磁芯有间隙使 Al-Value值减小。Al-Value的必须值为IA OAl-Value= =249 (nH/)N185由图7-25可知，间隙Lg为0.5mm。图7-25 Al-Value值与间隙之间的关系图7-26 (a)是磁芯中间留有间隙，这对厂家依赖性较大，但在不易得到合适的Al-Value的磁芯时，必须修改适合于容易获得的磁芯Al-Value值。图7-25 (b)是在磁芯中间垫入绝缘材料形成间隙而获得的必要Al-

49、Value值的方法。然而，这种方法的漏磁大，它是噪声源，因此，尽量采用图7-26 (a)所示的方法。(b)加入垫片形成间隙图7-26 Al-Value值与间隙之间的关系(a)中间有间隙728极限工作参数匝比 N12 = N| / N2 = 85/5 =17。(1)输入电压最低(Uimin =100V )当输入电压Ulmin =100V，输出为5V，P2=U2I01 1.2+U3过流检测点时的电流为3A 1.2,输出功率最大。IO2 =5.9 3 1.2+13 0.4=26.4W根据式(7-40)，有I1P_丄ZU2 Ui 丿2 26.4 x0.95+ l 1.1ACI7X5.9 100 丿根据式(7-41)，有IP1 L1/UI =1.1 1.8/100 - 19.8“根据式(7-42)，有= 1.8 1.120.9539.2s2