数字基带传输系统应用与仿真-092413资料

1、摘要 与模拟通信相比， 数字通信具有许多优良的特性， 它的主要缺点就是设备复 杂并且需要较大的传输带宽。 近年来， 随着大规模集成电路的出现， 数字系统的 设备复杂程度和技术难度大大降低， 同时高效的数字压缩技术及光纤等大容量传 输介质的使用，使得数字传输方式日益受到欢迎。 目前，虽然数字基带传输不如帯通传输那样广泛应用，但对于基带传输系统 的研究仍是十分有意义的。 文中首先针对要求进行了相关理论的探讨， 并采用 SIMULLINK软件对所设计 的基带传输系统进行了仿真分析，进一步加深了对数字基带传输系统的认识。 关键词 ： 数字基带传输 ,SIMULINK 随着数字技术的飞速发展与数字器件的

2、广泛使用 , 数字信号处理在通信 系统中的应用已经越来越重要。 数字信号传输系统分为基带传输系统和频带传输 系统，本次综合训练就是为了研究数字基带传输系统而进行的。 数字信号的传输方式按其在传输中对应的信号的不同可分为数字基带传输 系统和数字频带传输系统。 不使用调制和解调而直接传输数字基带信号的系统称 为数字基带传输系统。 虽然在实际使用的数字通信系统中基带传输不如频带传输 那样广泛，但是，对于基带传输系统的研究仍然是十分有意义的。 1） 在频带传 输制式里同样存在基带传输的问题 （ 如码间干扰等 ） ，因为信道的含义是相对的， 若把调制解调器包括在信道中 （如广义信道 ），则频带传输就变成

3、了基带传输。 可 以说基带传输是频带传输的基础。 2） 随着数字通信技术的发展，基带传输这种 方式也有迅速发展的趋势。 目前 , 它不仅用于低速数据传输 , 而且还用于高速数据 传输。3） 理论上也可以证明， 任何一个采用线性调制的频带传输系统， 总是可以 由一个等效的基带传输系统所替代。 目录 第 1 章 基带传输系统的方案设计 4 1.1 基带系统传输模型与工作原理 4 1.2 基带系统设计方案 4 1.2.1 信源 4 1.2.2 发送滤波器和接收滤波器 5 1.2.3 信道 5 1.2.4 抽样判决器 5 1.3 基带系统设计中的码间干扰与噪声干扰 5 第 2 章 基带通信系统的仿真分

4、析 7 2.1 信源 7 2.2 发送滤波器和接收滤波器、信道 8 2.3 抽样判决器 8 第 3 章 仿真结果分析 10 3.1 基带传输系统设计总图及各点输出波形 10 3.2 眼图观测结果 11 3.3 发送信号与接收信号的功率谱 12 3.4 传输过程中的误码率 12 3.5 遇到的问题及解决方案 12 总结 13 参考文献 14 致谢 15 第 1 章 基带传输系统的方案设计 1.1 基带系统传输模型与工作原理 基带系统传输模型如图 1.1 所示。 n(t) (1) 系统总的传输特性为 H()=GT()C( )GR()，n(t) 是信道中的噪声。 ( 2) 基带系统的工作原理： 信源

5、是不经过调制解调的数字基带信号， 信源在发 送端经过发送滤波器形成适合信道传输的码型，经过含有加性噪声的有线信道 后，在接收端通过接收滤波器的滤波去噪， 由抽样判决器进一步去噪恢复基带信 号，从而完成基带信号的传输。 1.2 基带系统设计方案 1.2.1 信源 ( 1) 常见的基带信号波形有：单极性波形、双极性波形、单极性归零波形和双 极性归零波形。双极性波形可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“ 1”和“0”， 故当“1”和“O”等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端 恢复信号的判决电平为零， 抗干扰能力较强。 而单极性波形的极性单一， 虽然易 于用 TTL，CMOS电路产生，

6、但直流分量大，要求传输线路具有直流传输能力，不 利于信道传输。 ( 2) 归零信号的占空比小于 1，即：电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲 在小于码元长度内总要回到零电平，这样的波形有利于同步脉冲的提取。 ( 3) 基于以上考虑采用双极性归零码曼彻斯特码作为基带信号。 1.2.2 发送滤波器和接收滤波器 基带系统设计的核心问题是滤波器的选取， 根据分析，为了使系统冲激响应 h(t) 拖尾收敛速度加快， 减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题， 要求发送滤波 器应具有升余弦滚降特性； 要得到最大输出信噪比， 就要使接收滤波器特性与其 输入信号 的频谱共 扼 匹配 同时 系统 函数 满足： H( )

7、=GT( )GR( ) 考 虑 在 t0 时 刻 取 样 ， 上 述 方 程 改 写 为 H( )=GT( ) ，GR() ，于是求解出， 因此，在构造最佳基带传输系统时要使用平方根升余弦滤波器作为发送端和接收 端的滤波器。 1.2.3 信道 信道是允许基带信号通过的媒质， 通常为有线信道， 如市话电缆、 架空明线 等。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件， 且含有加性噪声。 因此本次系 统仿真采用高斯白噪声信道。 1.2.4 抽样判决器 抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻 ( 由位定时脉冲 控制) 对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。抽样判 决关键在

8、于判决门限的确定，由于本次设计采用双极性码，故判决门限为0。 1.3 基带系统设计中的码间干扰与噪声干扰 码间干扰及噪声干扰将造成基带系统传输误码率的提升， 影响基带系统工作 性能。 1.3.1 码间干扰及解决方案 码间干扰： 由于基带信号受信道传输时延的影响， 信号波形将被延迟从而扩 展到下一码元，形成码间干扰，造成系统误码。 解决方案： (1) 要求基带系统的传输函数 H() 满足奈奎斯特第一准则。若不能满足奈奎 斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。 (2)基带系统的系统函数 H() 应具有升余弦滚降特性。如图 1.2 所示。这样 对应的 h(t) 拖尾收敛速度快，能够减小抽

9、样时刻对其他信号的影响即减小码间 干扰。 图 1.2 升余弦滚降特性 1.3.2 噪声干扰及解决方案 噪声干扰：基带信号没有经过调制就直接在含有加性噪声的信道中传输， 性噪声会叠加在信号上导致信号波形发生畸变。 解决方案： （ 1）在接收端进行抽样判决； （ 2）匹配滤波，使得系统输出信噪比最大。 第 2 章 基带通信系统的仿真分析 2.1 信源 曼彻斯特的编码规则是这样的，即将二级制码“ 1”编成“ 10 ，将“ 0”码 编成“ 01”，在这里由于采用了二进制双极性码，则将“ 1”编成“ +1-1 ”码，而 将“0”码编成“-1+1”码。根据 31 小节的理论分析，采用 SIMULINK中的

10、 Bernoulli Binary Generator（ 不归零二进制码生成器 ） 、 Unipolar to Bipolar Converter （单极性向双极性转换器） 、Pulse Generator（ 脉冲生成器 ） 、Constant（ 常数源 模块） 、Add（加法器）、Product （乘法器）、Scope（示波器 ） 构成曼彻斯特码的生 成电路。 模型连接方法如图 2.1 所示： 图 2.1 信源的连接模块 图 2.2 曼切斯特码 模块参数设置： Bernoulli Binary Generator（ 不归零二进制码生成器 ） 的 Prpbability of a zero（

11、零码概率 ）设为 05，Sample time（ 采样时间 ）设为 0.001 。 Pulse Generator（ 脉冲生成器 ） 的 Amplitude（ 幅度） 设为 2，Period 设为 2，Pulse width （ 脉冲宽度）设为 1，占空比为 1/2， Phase delay（ 相位延迟 ）设为 0，表 示不经过延迟， Sample time 设置为 1/2000 。 Unipolar to Bipolar Converter（单极性向双极性转换器）的 M-ary number 设为 2。Constant（ 常数源模块 ）的 Constant value 设为-1。 Berno

12、ulli Binary Generator 用于产生 1 和 0 的随机信号，经过 Unipolar to Bipolar Converter 变为双极性信号； Pulse Generator 用于产生占空比为 1/2 的单极性归零脉冲 （2020） ，经过 Add 加法电路减一后成为双极性脉冲 （+1-1+1-1） 。两路双极性信号成为乘法器 Product 的输入， 相乘后的结果是： 第 1 路不归零码的 1 码与第 2 路 （+1-1） 码相乘得到 （+1-1） ，第 1 路 -1 码与第 2 路 （+1-1） 码相乘得到 （-1+1） 码，这就是曼彻斯特码。 2.2 发送滤波器和接收滤

13、波器、信道 为了减小码间干扰， 在最大输出信噪比时刻输出信号， 减小噪声干扰， 传输 模块由 Upsample（内插函数 ） 、 Discrete Filter根升余弦传输滤波器、 AWGN Channel（ 高斯信道 ） 、 Discrete Filter根升余弦接收滤波器模块组成，其设计 框图如图 2.3 所示： 图 2.3 传输模块 模块参数设置： Upsample 的 Upsample factor 设为 10， Discrete Filter 根升余弦传输滤波器的 Numerator 设为 rcosine（2,10,fir/sqrt,0.5,10） ， Sample time 设为

14、1/10000，AWGN Channel高（ 斯信道）的Mode选为 SNR，SNR设 为 11，Discrete Filter根升余弦接收滤波器设置与传输滤波器模块相同。 23 抽样判决器 利用 Pulse Generatorl 、Product 、Relay 、Triggered Subsystem、Downsample 构成抽样判决电路，并通过 Pulse Generatorl 、Constant 、 Add、Product 模块 对接收到的曼彻斯特码进行解码，其抽样判决电路及曼彻斯特码解码电路如图 2.4 所示： 图 2.4 抽样判决电路 模块参数设置： Pulse Generator

15、l 的 Amplitude 设为 1， Period 设为 10， Pulse width 设为 1， Sample time 设为 1/20000 ；Relay 的 Switch on point 和 Switch off point 都设为 0，Output when on 设为 1，Output when off 设为 -1 ， 当采样点的幅值大于 0 则判为 1，小于 0 则判为 -1 ；Downsample的 Downsample factor 设为 10；曼彻斯特码解码模块与编码模块设置相同。两路双极性信号成 为乘法器 Product 的输入，相乘后的结果是：第 1 路不归零码的(

16、 +1-1 )码与第 2 路(+1-1) 码相乘得到 +1 码，第 1 路( -1+1 )码与第 2 路(+1-1) 码相乘得到 -1 码，这就对曼彻斯特码进行了解码。 第 3 章 仿真结果分析 3.1 基带传输系统设计总图及各点输出波形 基带传输系统的设计总图以及传输过程中的各点波形分别如图 3.1 所示： 图 3.1 基带传输系统的总图 Scope1 的波形如图 3.2 所示： 图 3.2 Scope1 的波形 第一行波形是对曼彻斯特码进行 10 被升速率采样后的波形，将该信号送到 传输滤波器中， 滤除高频成分得到第二行波形， 第三行是第二行波形进过加性高 10斯白噪声信道传输并通过接收滤

17、波器滤除噪声后的波形， 第四行是经过抽样判决 器抽样和判决再生产生的曼彻斯特码。 Scope2 的波形如图 3.3 所示： 图 3.3 Scope2 的波形 从图中的波形来看， 传输是有效的。 第一行是信源端发送的信号波形， 第二 行是接收端收到的信号波形， 与第一行的基带信号比较， 波形相同， 这说明所设 计的基带系统没有产生误码，达到了抗码间干扰和抗噪声干扰的目的。 3.2 眼图观测结果 下图为接收滤波器观察到的眼图， 从图中可看出，在信噪比为 15 dB下观察眼图， “眼睛”睁开的角度很大，且没有“杂线” ，说明系统在该信噪比下具有很好的 抗码间干扰能力。眼图如图 3.4 所示： 图 3

18、.4 眼图观测结果 11 图 3.5 发送信号与接收信号的功率谱 左边为发射信号功率谱 , 左边为及接收信号功率谱 3.4 传输过程中的误码率 加性高斯白信道信噪比如图 3.6 所示： 当加性高斯白信道信噪比 当加性高斯白信道信噪比 (SNR)为 11dB 时误码率约为 0.0002 (SNR)为 12dB 时误码率约为 0.00003 当加性高斯白信道信噪比 (SNR)为 13dB 时误码率为 0 图 3.6 加性高斯白信道信噪比 通过上图的分析 , 误码率产生的主要原因是信道中信噪比的大小 ,噪声过大 会对信号造成干扰 , 从而使接收端产生误码。 3.5 遇到的问题及解决方案 ( 1) 噪声功率过大使误码率过大 , 提高加性高斯白噪声信道的信噪比，减小噪 声功率使信号得到有效传输。 ( 2) 接收波形与发送波形有延时，误码率太大，调整 Integer Delay 的延时参 数，使发送信号波形与接收信号波形同步。 ( 3) 课程设计过程中多次出现错误提示， 通过修改模块参数、 算法以及某些模 块的取舍消除错误。 12 总结 （ 1） 噪声功率过大使误码率过大 , 提高加性高斯白噪声信道的信噪比，减小噪 声功率