基于锁相技术的调频通信系统设计课程设计毕业设计讲解

1、基于锁相技术的调制解调器电路设计1、总体设计方案众所周知，利用无线电通信系统可以将信息从一个地方传送到另一个地方。一个通信系 统的基本组成结构如图 1 所示，它主要有调制器、 发射机、 传输媒介、 接收机及解调器组成。 各功能模块功能说明请参阅有关书籍或手册。图 1 通信系统组成结构框图11 设计任 务 本次实验的主要任务是设计一个基于锁相技术的频率调制器和解调器。其原理方框图 如图 2（ a）和图 2（b）所示。调制信号图 2（ a）锁相环频率调制器原理方框图图 2（ b）锁相环频率解调器原理方框图图 2（ a）为锁相环构成的锁相调频电路系统框图。它主要由晶体振荡器、 分频器、鉴相器、环路滤

2、波器、放大器、压控振荡器组成。锁相调频电路能够得 到中心频率稳定度很高的调频信号。 实现锁相调频的条件是， 调制信号的频谱要 处于低通滤波器通带外， 并且调制指数不能太大。 这样，调制信号不能通过环路 低通滤波器， 因而在环路内不能形成交流负反馈， 调制频率对环路无影响。 锁相 环只对 VCO 平均中心频率不稳定所引起的分量（处于低通滤波器通带内）起作 用，使其中心频率锁定在晶振频率上。 锁相调频克服了直接调频中心频率稳定度 不高的缺点。这种锁相环路叫载波跟踪型 PLL 。图 2（ b）所示为锁相环构成的锁相鉴频电路系统框图。它主要由带通滤波器、 选频放大器、分频器、鉴相器、环路滤波器、放大器

3、、压控振荡器组成。当输入 为调频波时如果将环路滤波器的带宽设计的足够宽， 保证鉴相器的输出电压顺利 通过，则 VCO 就能跟踪输入调频波中反映调制规律变化的瞬时频率，即 VCO 的输出是一个具有相同调制规律的调频波。 这时，环路滤波器输出的控制电压就 是所需的调频波解调电压。称为调制跟踪型锁相环。1.2 设计基本要求1）掌握基于锁相技术的频率调制器和解调器的工作原理，组成结构。2）采用贴片元件设计一个基于锁相技术的频率调制器和解调器。3）给定频率调制器和解调器电路原理图以及相应的印制线路板图。根据给定的 工作频率等设计技术指标对锁相环路中压控振荡、 选频放大、带通滤波器、 限幅 放大器元件参数

4、进行分析与计算。 根据调制信号的频率等设计技术指标对环路低 通滤波器的元件参数进行分析与计算。3）频率调制器和解调器能实现直联通信。4）记录环路各模块输入输出波形图，已调波频谱分析图等。1.3 设计技术指标1.3.1 调制技术指标1）：输出幅度 :几百 mv-2v2）载波频率： 30.0MHz60.0MHz3）频偏： f 10KHz4）电源电压： 7.5 12V（经稳压后实际加到电路中的 Vcc 为 5V电压）5）负载： 506）调制信号：可以传 1KHz 音频信号也可以传数字信号即 M3 序列信号1.3.2解调技术指标1）灵敏度（ 12dB 信纳比）： 45dBuV2）失真度： 103）信噪

5、比（ S/N）：越高越好4）接收机带宽： 300KHz5）本振频率：根据调制器的工作频率自定6）电源工作电压： 7.5 12V（经稳压后实际加到电路中的 Vcc为 5V电压） 1.3.3扩展部分（从以下任选一项）根据调频通信特点和原理， 通信扩展部分在调制信号上做文章。 以下列举一些常 见的针对调制信号的例子。1）话音通信：根据本系统特点，可实现单工话音通信。2）数字遥控：发射端采用简单的数字键盘实现对指定接收设备的遥控，包括简 单或加密的等。3）无线数字串行接口（可实现 PC 到 PC 之间的数字通信）。注：扩展部分可以利用科创 3A 提供的小系统板实现。 能验证传输的是什么数字信号或字符信

6、号。 本实验不提供涉及扩展部分的器材或元器件。 能完成扩展部分最高可加分。2调制器各部分原理电路分析与设计原则 2.1压控振荡器的分析与设计 本次实验，频率调制器和解调器中采用相同的压控振荡电路。我们以调制 器中的压控振荡电路为例，对其工作原理进行分。压控振荡电路如图41 所示。图 4-1 压控振荡电路图 4-2 压控振荡器的交流通路图 4 2 所示为压控振荡器的交流通路；其振荡类型为改进型电容三端式振 荡器，具频率稳定度高， 输出波形平稳等优点。 采用两个变容二极管背对背串联的好 处在于减小加在每个变容二极管上的高频电压，以利提高频率稳定度。图中 L2C6 并联谐振回路的角频率为 =1/ （

7、L2C6），谐振在基频上即 o，回 路相移为 0，呈纯阻，两端电压最大。对高次谐波频率具有很强的抑制能力。若 忽略 L2C6 并联谐振回路对振荡回路的影响， 则压控振荡器振荡频率主要由 L1 、 C7、C2、C5、C3、C1、C4参数决定，其中 C4为可变电容， C1C3为变容二极 管静态工作点处的电容，则压控振荡器的中心频率为fo=1/(2 (C3+C1+C)4 +C2/C5/C7*L) 反馈系数 FC5/C2图 41所示为压控振荡器路中， R2,R7,R10 组成直流偏置电路， 主要为振荡器提供合适的偏置，保证放大器开机就能满足起振 振条件，使 AF1，A 为放大器在小信号时的增益， F为

8、反馈系数。 反馈系数一般按（ 1/21/8）取。 FC5/C2在 图 41 所示为压控振荡器路中， R1，R11，R18 为变容二极管 CR1 提供 2.5V 的直流偏压。变容二极管 CR2 上的控制电压来自于环 路滤波器的输出电压，反映了压控振荡器瞬时频率的变化规律。2.2 放大电路图 4 4 所示为非谐振高频放大器， 主要作用是对压控振荡器产生的正弦波调 制信号进行放大， 以推动后级的分频电路。 要求输出电压幅度足够大 ，至少大于 3.5V 以上。图中 R13,R14,R15 组成直流偏置电路，主要为放大器提供合适的偏 置，保证放大器工作在放大状态。图 4-4 放大电路2.3 分频电路图

9、45所示为除 2 分频器。主要作用是将放大后的 正弦波调制信号进行除 2 分频，得到整形后的方波信号 送到鉴相电路的时钟输入 CLK 端口，即 TP9 端。 并与来自晶体参考频率的振荡信号进行相位比较。图 4-52.4 参考频率振荡电路图 4 6 所示为高稳定性的晶体振荡电路。 主要作用是产生一个与经过二分频的压控振荡器频率相等的参考频率。 并将此信号送到鉴相器与经过二分频的压控振荡器的信号进行相位比较7图 4-6 晶体振荡电路2.5 鉴相电路图 4-7 所示为鉴相电路，主要由两个具有复位功能的 D 触发器作状态寄存器 构成。设 D 触发器为上升沿触发，且经过二分频的压控振荡器的信号和晶振振

10、荡器的参考频率信号分别作为两个 D触发器的 CP。触发器的数据端 D 接高电平， 输出取自 Q5和Q9。复位后的初始状态 Q5Q9=00，当 CP信号，（即参考晶振频 率信号 fR）上升沿来到时， Q9=1，Q5 保持为 0，直到经过二分频的 VCO 信号 fV 的上升沿到来， Q9 变为 1，此时两个 D 触发器的输出变为 Q5Q9=11，通过 D6D3R32 组成的电路，使两个 D 触发器复位，回到初始状态 Q5Q9=00。由此可 看出，只有一个短暂的时间 （二极管和触发器的时延） 使两个 D 触发器同时置 1， 因此电路不可能在 Q5Q9=11状态停留，另一方面 Q5Q9 有一段时间同时

11、为高， 但是它们的平均值仍然正确反映了输入频率与相位的差值。图 4-7 所示鉴相电路的功能是取出两输入信的相位差，通过低通滤波器将 相位差转变为控制 VCO 的平均电压。fRfVQ9Q5t图 4-7（a）fR fV图 4-7(b) 鉴相电路注：解调器采用了相同的鉴相电路，其工作原理，分析设计方法完全一样。2.6 环路滤波器环路滤波器 (LF) 是低通滤波器，它是由电阻、电容可能还有 放大器组成的线性电路。它的输入是鉴相器的输出电压，它滤除 鉴相器输出中的高频成分和噪声，取出平均分量去控制压控振荡器的频率。 图 4-8 为采用差分放大器将 Q1Q2 两路鉴相信号变换为平均电压输出的原理 电路。图

12、 4-8 用差分放大器转换 Q1Q2图 4-9 为本次实验中采用的滤波电路。主要功能是将鉴相器输出脉冲 Q5Q9 的宽度转换为平均电压输出，这里采用的方法 主要是将 D 触发器 Q5Q9 输出的脉冲先经过低通滤器，这里 Q5 输出 的脉冲经过 R20C36 低通滤器，另一路 Q9 输出的脉冲经过 R21C37低通滤器后，再进行差值比较放大。环路滤波器输出的 平均电压反映了 D 触发器 Q5Q9 两路输出相位信息。 若两路信号同频同相，则环路滤波器输出一稳定的直流电压。图 4-9 环路滤波电路 必须注意：调制器与解调器采用的环路滤波电路完全相同， 但调制器的环路带非常窄仅小于 20HZ （如图

13、4-9 所示）， 而解调器的环路带宽要比语音信号的带宽，即大于 20KHZ2.7 LPF 低通滤波电路分析与设计图 4-2（ a）为低通滤波网络 ，其归一化后低通滤波网络的传输函数可写 为（VS/2VO）=1+2n或为（VS/2VO）2=1+2n式中 n为任意正整数。按此式画出的曲线如图图 4-1 所示。具有最平特性曲 线。图 4-1 归一化后的低通滤波衰减特性界限图给定滤波网络和衰减特性界限图如图 4-2 所示。图 4-2（a）中 VS 为滤波网络的输入电压，p 为容许的通带最大衰减（若为 3db）， 指容许的最低衰减值 （若为 40db），RS为信号源内阻， RL为其负载电阻， c 指通带

14、边缘角频率， S 指阻带边缘角频率11(b)衰减特性界限图图 4-2 滤波网络和衰减特性界限图本次实验采用低通滤波电路如图 4-9 所示 ,其阻带衰减约 40db.设 RS=RL=50 。图 4-9 具有最平传输特性的 6 阶低通滤波电路表 4-9 具有最平传输特性低通滤波器 n 阶丌 -T 型网络参数的取值nC1L2C3L4C5L6C7L8C9L1021.4141.41431.0002.0001.00040.76541.8481.8480.765450.6181.6182.0001.6180.61860.51761.4141.9321.9321.4140.517670.4451.2471.8

15、022.0001.8021.2470.44580.39021.1111.6631.9621.9621.6631.1110.390290.34731.0001.5321.8792.0001.8791.5321.0000.34730100.31290.90801.4141.7821.9751.9751.7821.4140.90800.3129nL1C2L3C4L5C6L7C8L9C10已知选定的低通滤波器的衰减特性，信号源内阻 RS、负载电阻 RL 。 根据低通滤波器的技术要求，表 4-9 给出了设计具有最平传输特性 低通滤波器 n阶丌-T 型网络参数的取值。本次实验选用了一个具有 最平传输特性的

16、 6阶低通滤波电路如图 4-9所示。若图 4-9所示 T 型12网络的元件参数如表 4-9 中所列的数值时，则该网络具有最平型的 传输函数。注：表 4-9 中首行内的项目与丌型网络相对应(未画出) 末行内的项目与图 4-9所示 T 型网络相对应。网络参数计算如下：按图 4-9 所示 T 型网络的结构及元件值表 4-9 得出归一化后的滤波器如图 4-10 所示。图 4-10 归一化后的滤波器将网络中各电感 L 乘以 RS/c，各电容 C除以 (RSc) ，即得出所需的各网络元件值。 L1=71nH, L3=265 nH, L5=194 nH,C2=77.64PF, C4=106pF, C6=28

17、.42pF图 4-11 所示 LPF 低通滤波电路，截止频率大约为 58MHZ ，阻带衰减大约 40db ， 主要用来滤除 VCO 振荡器中的噪声。图 4-11 滤波电路2.8 音频放大电路13这是一个电压并联负反馈放大电路。其工作原理，电路参数分析计算，可查阅相关资料。3 解调器各部分原理电路分析与设计原则3.1 带通滤波电路在解调器的前端加带通滤波， 主要作用是频率预选， 对其它干 扰噪声有足够衰减 .图4-10所示为 K式带通滤波电路。 串联臂由两个14 L7、CR3串联谐振电路所代替， L8 、C52组成并联谐振电路。 L7 除 以 2， C52 乘以 2。各元件参数的计算公式如式（

18、4-10-1）。.图 4-11所示为谐振回路中心频率 50MHZ 左右，3db带宽为 78MHZ, K 式带通滤波电路。根据式（ 4-10-1）计算的各元件参数值如图 4-10 所示。L1=Z O/ 丌（fc2-fc1）C1=（fc2-fc1）/（4 丌 fc2.fc1 ZO）L2=（f c2-fc1） ZO /（4 丌 f c2.f c1 ）C2=1/丌（fc2-fc1） ZO）式（ 4-10-1）式中 fo= fc2.fc1ZO=L1/ C1= L2/ C2L1、L2 单位为亨（ H），C1、C2 单位为法（ F）。 ZO为传输线特性 阻抗， fc2.fc1为上下截止频率。 fo 为通频带

19、中心频率（ Hz）. ZO，fc2，fc1，fo通常为给定的值。本次实验 ZO，取 50。（ZO=RO）15图 4-10 所示为 K 式带通滤波原理电路图 4-11K 式带通滤波电路b163.2 高频小信号谐振放大电路图 4-11 所示为本次实验中采用的两级相同的高频小信号谐振放大电路。 第一级中的各元件作用说明如下： R3R10R11 提供稳定的直流偏置， C10C6 为耦合电容，C11C12为旁路电容，L1CR5 组谐振回路， Q3为晶体管放大器， D2 为双相限幅电路， C3C1R1组成电源去耦电路。主要功能为选频放大。对高频小信号谐振放大器要求是：增益（放大系数）高， 通频带宽，选择性

20、好，矩形系数越接近 1 越好，工作稳定性好，噪声系数 NF小， NF越接近 1 越好。图 4-11 高频小信号谐振放大电路3 2.1单调谐放大电路的分析与设计原则3.2.2交流通路17图 4-12 单级单调谐放大电路的交流通路3.2.3 混合#型等效电路Cbcb图 4-13 混合 # 型等效电路rbbrbecbe18图 4-14 简化高频管混合 # 型等效电路图 4-13中混合 #型等效电路各参数意义如下：rbb： 基区体电阻，约 1550rbe：发射结电阻 re 折合到基极回路的等效电阻，约几十欧到几千欧gm：晶体管跨导，几十毫西门子以下cM：等效密勒电容rbc,M 数量级 可看作开路rce

21、 几十 K较大可看作开路3.2.4 简化高频管混合 #型等效电路中参数计公式如下 ：gm=1/rere=kT/qI EQ=26(mv)/ I EQ(mA) ()rbe=(1+ o) recb e+cb c=1/(2 丌 f T re)cM=(1+ gmRL)cbc式( 4-1)式中 k 为玻尔兹曼常数， T 为室温， IEQ为发射极静态电流， o 为低频短路电流 放大系数， f T为特征频率。确定晶体管混合丌型参数可查阅手册，手册中一般给 出 rbb， cbc，o，f T 参数。根据式( 4-1)计算出其它参数。各参数均与静态 电流 IEQ 有关。3.2.5 y 参数计算本次实验采用高频管 M

22、MBTH10, 设 Vce=5V, IEQ=2mA， 主要参数为： f T=650MH，Z o=60，cbc，=Cob=0.7PF, Cbe=Cib =1.7 PF。取 rbb=50 ，忽略 rbc,rce 的影响 ,求该管在频率 f=50MHZ时共发电路的 y 参数。先计算混丌参数，19再计算四个 y 参数。根据已知条件得到re=kT/qI EQ=26(mv)/ I EQ(mA)=13 gm=1/re=76.9msrbe=(1+ o) re=793 gbe=1/ rbe=1.26 ms a=1+rbb gbe=1.063s6 -12 b= cbe rbb=6.28x50x106x1.7x10

23、-12x50=26.69ms=0.02669s a2+b2=1.129969+0.00071=1.130679s22gie=(a gbe+b cbe)/(a2+b2)=1.3536ms/1.130679s=1.2ms Rie=1/ gie=835Cie= cbe/( a2+b2)=1.7 /1.130679S=1.5PFyie= gie+j Cie2 2 -6 goe=gce+agbc+(b cbc gm rbb)/ (a +b ) 198.75x10=19.95x10-6scoe= cb c+( acbc gm rbb-b gbc)/ ( a +b )=0.7x10 +0.5 x 10=1.

24、2x10-12F| yfe| = gm/ (a2+b2) =76.9/1.063=72.34 ms| yre|= cbc/ (a2+b2) 3.2.6单级单调谐放大器各项质量参的计算 #谐振时单级单调谐放大器的电压增益可写成AvoAvo=-p1p2| yfe|/g =-p1p2| yfe|/(2 丌 BC)20式中22 g= p1 goe+ p 2 gie+go C =C+ p12 coe + p 22 Cie #单级单调谐放大器的通频带B=2f0.7= fo/QL 式中 QL 为回路有载品质因数，其值为 QL=o C / g g=o C/ QL=2 丌 fo C/（ fo/B） 则单级单调谐

25、放大器的电压增益又可写成 Avo=-p1p2| yfe|/（2 丌 BC） 如果 p1=p2=1，则 Avo=- | yfe|/（2 丌 BC） 还可写成如下形式AvoB=| yfe|/ （2 丌 C）当| yfe| 和 C为定值时，放大器谐振电压增益和通频带 B 的乘积为常 数。通频带 B 越宽则放大器谐振电压增益 Avo越小。要得到高增益， 又保证足够的带宽， 除了选用 |yfe| 较大的晶体管外， 应尽量减小谐振 回路的总电容量 C ，即选用 Cie、coe 小的晶体管或减小回路的外接电 容 C。#最大功率增益 Apm 可写成2 Apm=T/( 4rbb cbc) =f T /(8 丌

26、rbb cbc)x(1/f )式中 f 为放大电路的工作频率。21#晶体管最高振荡频率fmax= fT/(8 丌 rbb cbc)最大功率增益 Apm 也可写成pmfmax/f)最大电压增益 Avm 也可写成3.27 设计举例单级单调谐放大电路如图 4 11所示，其设计要求为， 单级单调 谐放大器的工作频率 f=50MHZ，谐振电压放大倍数 Avo=30db，谐振放 大器的通频带 B=300KHZ ，设 Vce=5V, I EQ =2mA ，采用高频管 MMBTH10 主要参数为： f T=650MHZ， o=60， Cbc， =Cob=0.7PF, Cbe=Cib=1.7 PF。取 rbb=

27、50，p1=p2=1,该管在频率 f=50MHZ时共发 电路的 y 参数（前面已计算出） 。gie=1.2msCie=1.5PFgoe=19.95x10-6scoe=1.2x10-12F| yfe|= 72.34 ms计算 LC 回路参数若回路电感 L 取 1, 则回路总电容为2C=1/ （2丌 fo）2L=10.14 PF22C=C-p 1 coe -p 2 Cie=7.44 PF22式中 Cie=C6/C17/ C ie 1.5 PF 谐振放大器电压增益Avo=-p1p2| yfe|/(2 丌 BC)=- 72.34x10-3/(6.28x300x103x10.14x10-12) =-52

28、.3取对数得到单级谐振放大器的谐振时电压增益为34.3db.3.2.8 偏置计算#查阅参考书 :电子线路 (线性部分 ),谢嘉奎等编著 ,高教出版社。 #4 测试内容与要求4.1 压控振荡器 VCO 中心频率的调整与测试 调制器与解调器中压控振荡器 VCO 其电路完全一样，工作原理 也一样，因而调试方法相同。调制器中压控振荡器 VCO 调试步骤如下：首先，不加音频控制电压，环路断开，将跳线 S2 短接 12 与参 考电压连接，调接电位器使 TP17 处对地直流电位为 2.5V，此时加到 变容二极管 CR2 上直流电压为 2.5V ；第二步 用示波器观测压控振荡器 VCO 中心频率，可以在 TP

29、5 处观测，或用频谱分析仪在 S1端观测压控振荡器 VCO 中心频率 ,此 时跳线 S1 用隔直偶合电容 (0.01-0.1)短接 12，调节振荡回路电容23CR3，使 VCO 的中心频率为设计所需的频率值。第三步 加入 1khz 音频信号，即将跳线 S7 短接 12 与音频放大 器的输出相连。可用示波器在 TP6 处观测调频波形。也可以将 FM 波经 LPF 低通滤波器后，在 TP7 处观测，并记录波形（幅值、失真 等）。解调器中压控振荡器 VCO 调试步骤如下： 首先，环路断开，将跳线 S2短接 23 与参考电压连接，调接电 位器使 TP12 处对地直流电位为 2.5V，此时加到变容二极管

30、 CR2 上 直流电压为 2.5V；第二步 用示波器观测压控振荡器 VCO 中心频率，可以在 TP11 处观测，或用频谱分析仪在 J5端（此时跳线 S3短接 32）观测压控振 荡器 VCO 中心频率，调节振荡回路电容 CR3 ，使 VCO 的中心频率 为设计所需的频率值。4.2 FM波频谱与带宽的测试利用频谱分析仪测试 FM波频谱与带宽，频谱分析仪操作方法查阅 课程指导材料 “使用 N9320B频谱分析仪跟踪信号发生器功能” 。为了匹配，衰减器的输入阻抗和输出阻抗都为 50，再通过2450的同轴电缆线送入频谱分析仪，通过对频谱分析仪的有效设置，可获得调频波的频谱图，如下图所示：图 4-1 加

31、1KHZ 正弦波调制信号的调频波频谱图25图 4-2 无 1KHZ 正弦波调制信号时的载波频谱图图 4-3 加 1KHZ 正弦波调制信号调频波频谱图26从图中可得到发射机的中心频率与已调波的有效带宽。也可以知道 1KHZ 正弦波调制信号是否有效的加到变容二极管两端。根据定义： 工程上通常规定凡是振幅小于未调制载波振幅的 10% 的边频分量忽略不计。测量方法如下：先测未调制载波振幅（db），如图 4-2 所示,并记下其幅值（ db）。在测加调制信号后的频谱，如图 4-1 所示为加 1KHZ 正弦波调制信号的调频波频谱图。边频间隔为 1KHZ ，并记录大于未调制载波振幅的 10%的边频分量的数量，

32、 即可 到调波的有效带宽（近似值） 。4.2 LPF 低通滤波器的测试利用Agilent N9320B频谱分析仪（带TG）测试低通滤波器的幅频特 性。将跳线帽 S1短接1和2，J4接入 TG信作为低通滤波器的输入， 低通 滤波器的输出 （J2）接频谱分析仪的输入， 操作方法查阅课程指导材 料“使用 N9320B频谱分析仪跟踪信号发生器功能” 中有关频率响应 的测试方法。频谱测量信号输入口（阻抗 50欧）TG信号输出口（阻抗 50欧）421实验的操作提示 本实验中，我们需要分别对仪器的跟踪信号源和频谱分析两部分 进行正确设置和操作。在操作过程中所需用到的面板主要按键如图 427所标注4.2.2 对仪器跟踪信号源部分的设置操作步骤提示设置跟踪信号输出的强度，并打开信号输出，具体步骤参考如下：