反激式开关电源课程设计

1、目录 第一章 课程设计的目的 2 第二章 课程设计的要求 2 第三章 主电路原理 4 第四章 变压器的设计 9 第五章 器件选型 15 第六章 仿真及结果 20 总电路图 28 心得体会 29 参考文献 30 第一章、课程设计的目的 通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用 Internet 检索需要的文 献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 第二章、课程设计的要求 1. 题目 题目：反激型开关电源电

2、路设计 注意事项： 学生也可以选择规定题目方向外的其它 开关电源电路 设计。 通过图书馆和 Internet 广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文 献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内 容。 设计装置（或电路）的主要技术数据 开关稳压电源基本原理框图 主要技术数据 1、交流输入电压 AC95270V； 2、直流输出 5V ，1A； 3、输出纹波电压 0.2V； 4、输入电压在 95270V 之间变化时，输出电压误差 0.03V； 设计内容： 开关电源主电路的设计和参数选择 IGBT 电流、电压额定的选择 开关电源驱动电路的设计 开关变压器设计 画出完整的主电路原

3、理图和控制电路原理图 电路仿真分析和仿真结果 2. 在整个设计中要注意培养灵活运用所学的电力电子技术知 识和创造性的思维方式以及创造能力 要求具体电路方案的选择必须有论证说明，要说明其有哪些特点。 主电路具体电路元器件的选择应有计算和说明。 课程设计从确定方案到 整个系统的设计，必须在检索、阅读及分析研究大量的相关文献的基础 上，经过剖析、提炼，设计出所要求的电路（或装置） 。课程设计中要 不断提出问题，并给出这些问题的解决方法和自己的研究体会。设计报 告最后给出设计中所查阅的参考文献最少不能少于 5 篇，且文中有引用 说明，否则也不能得优） 。 3. 在整个设计中要注意培养独立分析和独立解决

4、问题的能力 要求学生在教师的指导下，独力完成所设计的系统主电路、控制电 路等详细的设计（包括计算和器件选型） 。严禁抄袭，严禁两篇设计报 告基本相同，甚至完全一样。 4. 课题设计的主要内容是 主电路的确定，主电路的分析说明，主电路元器件、变压器的计算 和选型，以及控制电路设计。报告最后给出所设计的完整电路图， 5. 课程设计用纸和格式统一 课程设计用纸在学校印刷厂统一购买和装订，封面为学校统一要 求。要求图表规范，文字通顺，逻辑性强。设计报告不少于20 页 第三章 主电路原理 电源设计指标： 输入电压： AC380 V ； 输入电压变动范围： 304456 V； 输入频率： 50kHz； 输

5、出电压： 5 V 24V ； 输出电流： 1A 0.05A 输出的纹波电压为 0.2V 输出电压在 20%的变化范围时，输出地电压误差为 0.3 反激型电路原理 反激型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式， 值得注意的是， 反 激型电路工作于电流连续模式时， 其变压器磁芯的利用率会显著下降， 因此 实际使用中，通常避免该电路工作于电流连续模式。 其电路原理图如图 3.1 ： VD + W1 i1 i2 U0 Ui 图 3.1 反激型电路原理图工作过程：当 S 导通时，电源电流流过变压器原边， i1增加，其变化为 di1 / dt U s / W1 ，而副边由于二极管 VD 的作用， i2为0

6、，变压器磁心磁感应 强度增加，变压器储能；当 S 关断时，原边电流迅速降为 0，副边电流 i2在 反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为 di2 /dt Uo /W2 ，此时原边由于开关管的关断，电流为 0，变压器磁心磁感 应强度减小，变压器放能。 二 EMI 滤波电路 开关电源以其效率高、 体积小、输出稳定性好的优点 而迅速发展起来。 但是，由于开关电源工作过程中的高 频率、 di/ dt 和高 du/ dt 使得电 磁干扰问题非常突出， 如何减小产品的 EMI ，成为大家关心的重要问题。 开关电源工作时， 电磁干扰可分为两大类： 共模干 扰是载流体与大地之间 的干扰，干扰大

7、小和方向一致， 存在于电源任何一相对大地、或中线对大 地间，主要是 由 du/ dt 产生的， di/ dt 也产生一定的共模干扰。 差模 干 扰是载流体之间的干扰，干扰大小相等，方向相反， 其存在于电源相线与 中线及相线与相线之间。 本设计用 到的电路如图 3.2 所示 : Cb Ca Cb 图 3.2 EMI 滤波电路 三 整流滤波电路 在整流滤波环节采取的是单相整流滤波电路， 本电路常用于小功率的单 相交流输入的场合。 目前大量普及的微机、 电视机等家电产品中所采用的开 关电源中，其整流电路就是如图 3.3 所示的单相不可控整流电路 : 图 3.3 电容滤波的单相不可控整流电路 由设计要

8、求可知 AC 输入值是 380V， 通过整流滤波 537V 的直流电 压。 Uo 2Ui 式中 U i 整流前输入电压 U i =380V Uo 整流后输出电压 Uo 2Ui 2 380 537.4V 由于滤波过程的其他原因取 U i =310V 二极管承受的压降为 2 380 537.4V 四 控制芯片 本设计采用 UC3842 芯片控制开关器件的开通与关断。 UC3842是美国 Unitrode 公司生产的采用峰值电流模式控制的集成 PWM 控制器，专门用于构成正激型和反激型等开关电源的控制电路。 UC3842 为双列 8 脚单端输出的它激式开关电源驱动集成电路，其内部 电路包括振荡器、误

9、差放大器、电流取样比较器、 PWM锁存电路、 5VC基准 电源、欠压锁定电路、图腾柱输出电路、输出电路等，如图 3.4 所示 : (1) 5 V 基准电源：内部电源，经衰减得到 2.5 V 作为 误差比较器的 比较基准。该电源还可以提供外部 5V/50 mA 。 (2) 振荡器：产生方波振荡。 T 接在、 REF脚之间， R V CT 接、 GND之间。 频率 f=1.8/(CTRT), 最大为 500 kHz 。 (3) 误差放大器：由 VFB 端输入的反馈电压和 2.5 V 做比较，误差电 压 COMP用 于调节脉冲宽度。 COMP端 引 出接外部 RC 网络，以改变增益和 频率特性。 (

10、4) 输出电路：图腾柱输出结构，电路 1A ，驱动 MOS 管及双极型晶体 管。 (5) 电流取样比较器： 脚 ISENSE 用于检测开关管电流， 可以用电阻 或电流互感器采样， VISENSE1 V 时，当关闭输出脉冲，使开关管关断。 这实际上是一个过流保 护电路。开通阈值 16 V ，关闭阈值 10 V ， (6) 欠压锁定电路 VVLO：具有滞回特性。 (7) PWM 锁存电路：保证每一个控制脉冲作用不超过一个脉冲周期，即所 谓逐脉冲控制。另外， VCC 与 GND之间的稳压管用于保护，防止器件损坏。 (8) 图腾柱输出电路 (Totem Pole) ：上晶体管导通下晶体管截止，输出高

11、电平；下晶体管导通上晶体管截止，输出低电平；上下两晶体管均截止，则 输出为高阻态。 五 反馈电路 电压反馈电路如图 3.5 所示。输出电压通过集成稳压器 TL431 和光电 耦合器反馈到 UC3842 的脚，调节 R1、 R2的分压比可设定和调节输出电 压，达到较高的稳压精度。如果输出电压 U 升高，则集成稳压器 TL431 的 o 阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即 UC3842 脚对地的分流变大， UC3842 的输出脉宽相应变窄，输出电压 U 减 o 小。同样 , 如果输出电压 U 减小，则可通过反馈调节使之升高。 第四章 变压器的设计 一、已知参数 设计变压器已

12、知参数 : 输入电压 Uin=537V 两路输出电压和电流： Uo1 =5V ，I o1=1A;U o2 =24V ， I o2 =50mA 反馈电压和电流 Uf =20V， If =50mA 输出功率 Po 5 1 24 0.05 20 0.05 7.2W 效率 =0.9 开关频率 fs=50kHz 三、计算 首先应根据以下公式计算变压器的电压比： U smax U imax kT T U o 式中， Usmax 是开关工作时允许承受的最高电压，该电压值应低于所选开关 器件的耐压值并留有一定裕量， U i max是输入直流电压最大值， kT 是变压器 电压比。 由设计要求可知 AC 输入值是

13、 380V，通过整流滤波输出 537V 的直流电 压。 由于有波动，输入的波动是 20%，所以Uimax 537 1 0.2 644V 。U smax 取 2倍的Uimax ，故Usmax取 1288V 由于有两路输出和一路反馈，所以变压器变比如下： kT1 U smax Ui max 1288 644 128.8 U o1 5 kT2 U smax U i max 1288 644 26.8 U o2 24 kT3 U smax U i max 1288 644 32.2 U o3 20 式中： Uo1 5V的输出， U o2 24V 的输出， Uo3 20 V的反馈 kT1 原边与输出 5

14、V 的匝数比。 kT2 原边与输出 24V 的匝数比。 kT3 原边与反馈 20V 的匝数比。 当输出电流最大、 输入直流电压为最小值时开关的占空比达到最大， 假设 这时反激型电路刚好处于电流连续工作模式， 则根据下式可以计算出电路工 作时的最大占空比 Dmax 为 Dmax kTUo 1288 644 0.6 kT U oU i min 1288 644 380 2 0.8 取实际占空比为 D 0.45， 计算 kT 的值， 如下： D Ui 0.45 537 78.5 kT1 1D U o1 0.6 1 0.45 5 0.6 D U i 0.45 537 17.9 kT2 1D Uo2 0

15、.6 1 0.45 24 0.6 kT3 D U i 0.45 537 21.3 1D Uo3 0.6 1 0.45 20 0.6 所需输出总功率 初 级 平 均 电 流 Iav 可 由 假 定 效 率 Po 5 24 0.05 20 0.05 7.2W 及最小总线电压 Uimin 算出。 Po Iav 7.2 U imin 0.9 0.8 0.016A 一次侧峰值电流 2 I p Iav D 0.016 Dmax 2 0.6 0.053A 计算一次侧电感值 L1 DmaxU i max fsIp 0.6 3 3 0.053 145.8mH 可由 AeAw 法求出所需铁芯： Ap AeAw 1

16、.14 L1 I p 104 Bmaxkcdc 式中 A w 磁芯窗口面积，单位为 cm2 A e 磁芯截面积单位为 cm2 Bmax 磁芯工作磁感应强度，取 Bmax =0.3T kc 窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定， 0.2 0.4，此处取 0.4。 dc 电流密度，一般取 395A/cm2 般为 求得的 AeAw 的值为： 4 1.14 L1 I p 104 10 3 1.14 0.053 104 Bmax kc dc 0.3 1.41cm4 选择合适的磁芯， 一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯， 这样磁芯的 窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感，即确定选用CL-76

17、。 CL-76 的磁芯其具体数据为 2 2 4 Ae 0.36cm2 , Aw 4.03cm2 , Ap 1.45cm4 按如下公式计算原边匝数， N1 U imax 104 4 fsBmax Ae 644 104 4 50 103 0.3 0.36 298.1 即取 N1 298 匝。 再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。若求出的匝数不是整数， 这时应该调整某些参数，使原、 副边的匝数合适。 根据上述所求得的 kT1 、 kT 2 、 kT 3求二次侧匝数， No1 N1 298 3.8 kT1 78.5 No2 N1 298 16.6 kT2 17.9 No3 N1 298 14

18、kT3 21.3 No1 输出为 5V 的二次侧匝数，取 4 No2 输出为 12V 的二次侧匝数，取 17 No3 反馈为 20V 的二次侧匝数，取 14 为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下： 410 7LpI 2p 2 Ae Bm2 4 10 7 0.1458 0.0532 0.36 10 0.513mm 绕线的选择有设计方案可知在变压器上有三部分绕组： 输入绕组电流 Iin 0.053A ,由 dc=3.95A/mm2 可得绕线的截面积为 Iin 0.053 2 Sin0.0134mm in dc 3.95 第一路输出绕组电流 I O1 = 1 A .可得出 I

19、1 So1 o1 0.254mm 2 o1 dc 3.95 第二路输出绕组电流 I o2= 0.05A, So2 I o2 0.05 0.0127mm 2 o2 dc 3.95 2 0.0127mm 2 第二路反馈绕组电流 I o3= 0.05A A WG 裸线截面积 圆密耳 电阻 重量 cm2*10-3 cir-mi l 10-6omhs/cm gm/cm 2 1 4.116 812.3 418.9 0.03757 2 2 3.243 640.1 531.4 0.02965 I o3 dc 0.05 3.95 表 1 AWG 导线规格表 3 2 2.588 510.8 666 0.02372

20、 4 2 2.047 404 842.1 0.01884 5 2 1.623 320.3 1062 0.01498 6 2 1.28 252.6 1345 0.01185 7 2 1.021 201.5 1687.6 0.00945 8 2 0.8046 158.8 2142.7 0.00747 9 2 0.647 127.7 2664.3 0.00602 0 3 0.5067 100 3402.2 0.00472 1 3 0.4013 79.2 4294.6 0.00372 2 3 0.3242 63.99 5314.9 0.00305 3 3 0.2554 50.41 6748.6 0.0

21、0241 4 3 0.2011 39.69 8572.8 0.00189 5 3 0.1589 31.36 10849 0.0015 6 3 0.1266 24.98 13608 0.00119 7 3 0.1026 20.25 16801 0.000977 8 3 0.08107 16 21266 0.000773 9 3 0.06207 12.25 27775 0.000593 0 4 0.04869 9.61 35400 0.000464 1 4 0.03972 7.839 43405 0.000379 本设计采用 AWG 导线，根据表 1 结合所计算出来的导线截面积，选择 导线型号，结

22、果如下： 输入绕组选用 AWG-35 ， 5V 输出绕组绕组选用 AWG-23, 24V 输出绕组选用 AWG-35， 反馈绕组选用 AWG-35 。 考虑各方面影响因素，变压器绕制工艺如下， 采用“三明治”式绕法， 即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完， 最后将次级绕组包裹在里面， 这样漏感最小。该方法是 通过变压器绕制工艺 设计，控制变压器的漏感，进而减小 MOSFE的T 漏源极电压尖峰。其次， 反 激变压器采用次级绕组反向绕制，有如下好处： 1. 操作工艺相对简单 2.同 向绕制必须要加套管，而反向则不必 3. 同向进出会交叉，反向就不会。 第五章 器件选型

23、一、 EMI 滤波电路 需要 L 的电感量与 EMI滤波器的额定电流 I 有关。需要指出 , 当额定电 流较大时 , 共模扼流圈的线径也要相应增大 , 以便能承受较大的电流。此外 , 适当增加电感量 , 可改善低频衰减特性。 Ca 采用薄膜电容器 , 容量范围大致 是 0.01 F0.47 F,主要用来滤除差模干扰。 Cb跨接在输出端 , 并将电容 器的中点接地 ,能有效地抑制共模干扰。 Cb 亦可并联在输入端 ,仍选用陶瓷 电容,容量范围是 2200pF0.1F。为减小漏电流 ,电容量不得超过 0.1 F, 并且电容器中点应与大地接通。 C1C4的耐压值均为 630VDC或 250VAC。

24、因此，最后选取个元件参数如下： 差模干扰抑制电容 Ca选取 Ca 0.1 F 共模干扰抑制电感 T=20mH 共模干扰抑制电容 Cb 0.1 F 二、整流电路 由设计要求可知 AC 输入值是 380V 通过整流滤波输出 537.4V 的直流 电压。 U0 2U 2 2 380 537.4V 试中 U 2 整流电路输入侧电压 U 0 整流输出直流电压 考虑 10%余量取 U0 645V 选取整流二极管由上式知二极管承受的管压降为 2 380 537.4V 所以选取二极管型号为 IN4005，其最高反响峰值电压为 600V 三、反激型电路 已知输入参数为输入直流 U 0 645V 输出电压： UO

25、UT 1 5V UOUT 2 24V 输出总功率为 : Po 5 1 24 0.05 20 0.05 7.2W 效率： 0.9 D 0.45 开关频率： fs 50kHz 线路主开关管的耐压 Umos Us Ui N1 U0 mos s i N2 0 其变压器计算选取见第四章。 输出侧元器件选取： 变压器输出侧电路如下图： L1 1 2 1 2 V 2 C4 C5 图 5.1 输出滤波电路 1）计算输出滤波电容： 由课设的要求输出纹波电压 0.2V，即 输出纹波电压的峰峰 VP P 30mV ，可根据输出误差估算出： I OUT 1(max) I 0 (1 0.03) 1 1.03 1.03A

26、 I OUT 1(max) Toff 1.03 A 0.011ms C457F 4Vp p0.2V 为了更好的保证输出地波形使纹波减小到最小，保证供电质量，由图 可知采用的是双滤波环节，计算二次滤波电容： I OUT 1(max) Toff 1.03 A 0.011ms C557F 5Vp p0.2V 即选择一个和 C4 一样的电容。根据查询得知选择电解电容，选择 KEMET公 司生产的电容型号 T510X337MO10AS 330 ( 2)计算输出滤波电感 L1 参考导磁率与直流偏置曲线。在可能的直 流偏置下所选的磁导率不能过低。 这里选择磁场强度为 400E 时，相对磁导 率大于 60 的

27、磁芯： Hl 400E 15cm N 47.7 0.4 I0 0.4 3.14 1A 取整则 N=48 匝 ( 3)选择二极管 V 输出整流二极管耐压为 VR 2VOUT 2 5V 10V IOUT 1 1A 故选取 IN4001 型二极管 同理由以上计算第二路输出 24V，50mA 的电容电感值及二极管 C4 (C5 ) Vp p 0.05 A 0.011ms 0.2V 2.8F Hl 400 0.15 955匝 0.4 I0 0.4 3.14 0.05 输出整流二极管耐压为 VR 2VOUT 2 24V 48V 选取 IN4001 型二极管 四 反馈电路 1基准 本设计基准电压用的是德州公

28、司的 TL431，其管脚极外形见图所示， 参数如 下： a. 最大输入电压为 37V b. 最大工作电流 150mA c. 内基准电压为 2.5V d. 输出电压范围为 2.530V 满足 电路要求 R1、R2 都取 1.5k ，在 TL431的 K 极的到一个 2.5 的基准电压，输出电 耦合器上的电压发生 变化，反馈到 UC3842 的电压也发生变化 变化。 2. 光耦合 电流放大系数传输比（ CTR）：通常用直流电流传输比来表示。当输出 电压保持恒定时，它等于直流输出电流 IC 与直流输入电流 IF 的百分比， 有公式： 压变化时，加在光 ， 通过调节占空比便可调节输出的 CTR=IC/

29、 IF 100% 在此选用摩托罗拉系列光耦合器 4N25,A ， 其 CTR=20，直流输入 电流 IF=10mA，于是 R3 20 2.5 0.7 10 10 1680 RT CT 死区时间 tD 20 s ，开关频率 fs 50kHz ， 五、控制电路 振荡器的振荡频率由外接的电阻 RT 和电容 CT 决定，而外接电容同时还 决定死区时间长短。死区时间、开关频率同选取开关频率 RT 和电容 CT 的关 系如下所示： tD 300CT 1.8 求得 CT 37nF ， RT 973 。 第六章 仿真及结果 、 EMI 滤波电路 其仿真电路如下图： VOFF = 0 VAMPL = 537.

30、4 V1 FREQ = 50 C1 0.1u K K1 K3019PL_3B7 COUPLING= -1 L1 V 20mH 0V 6-1 EMI0V滤波电路 0V 0V 输入交流电压及滤波输出电压波形如下图 400V 0V SEL -400V 400V 0V -400V V(L1:2) 0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100ms V(C1:2) Time 6-2 输入输出波形 如果输入有高频电压干扰，通过 EMI 滤波电路其将会被滤掉，结果输出波 形仍是 50Hz 的交流正弦电压波。 整流电路 仿真电路如下图： V1 VOFF

31、= 0 VAMPL = 537.4 FREQ = 50 D7 D8 Dbreak Dbreak D5 D6 Dbreak Dbreak C1 1000u R1 1k 图 6-3 整流电路 交流输入电压波形： 400V 200V 0V -200V -400V 0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100ms V(D5:2,V1:-) Time 整流后输出直流电压波形： 600V 400V 200V 0V 0s 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100ms V(D8:2) Time 输

32、入为 380 的交流电，整流输出 U d2U22 537.4V 输出波形符合计算值结果。 反激型电路仿真及结果 V2 D3 1N4148 537Vdc L3 19uH L2 1uH L1 = L1 L2 = L2 K K1 K_Linear COUPLING = 1 D4 S1 C3 R1 2200uF 4 D1N4148 C4 R3 2200uF 100 V1 = 0 V2 = 5 V1 TD = 0 +- +- Sbreak TR = 1ns TF = 1ns PW = 9us PER = 20us R2 50 D2 Dbreak 图 6.4 30V V(D3:2) Time 图 6.5

33、输出直流波形 UC3842 是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器 应用而设计，这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控 制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾 柱式输出，是驱动功率 MOSFET 的理想器件。 在 ORCAD 仿真中的电路原理图见图 6.6 图 6.6 UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有 8 个引脚， 各脚功能如下： 脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增 益和频率特性； 脚是反馈电压输入端， 此脚电压与误差放大器同相端的 2.5V 基准电 压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度； 脚为电流检测输入端， 当检测电压超过 1V 时缩小脉冲宽度使电源处 于间歇工作状态。本次仿真暂不使用此引脚，将其直接接地； 脚为定时端，内部振荡器的工作频