基于UC3875全桥移相DCDC变换器

1、电气控制课程设计 题目：基于 UC3875 全桥移相 DC/DC 变换电路设计 作 者 班 级 08-1BF 院 系 信息学院 专 业 自动化 学 号 序 号 35 指导老师 荣 军 完成时间 2011 年 12 月 目 录 摘要摘要2 关键字关键字2 1 概论概论2 2 电路原理和各工作模态分析电路原理和各工作模态分析2 2.1 电路原理2 2.1.1 全桥移相（ZVS-PWM）变换器工作原理2 2.1.2 全桥移相（ZVZCS-PWM）变换器工作原理3 2.2 模态分析5 3 开关变压器与功率器件选择开关变压器与功率器件选择5 3.1 功率器件选择5 3.2 变压器选择6 4 控制电路设计

2、控制电路设计6 4.1 UC3875 芯片简介6 4.2 外围电路设计7 4.3 控制电路设计9 5 系统仿真系统仿真10 6 心得与体会心得与体会13 参考文献参考文献13 基于 UC3875 全桥移相 DC/DC 变换电路设计 摘要：全桥移相PWM开关电源具有拓扑结构简单、输出功率大、功率变压 器利用率高、易于实现软开关、功率开关器件电压电流应力小等一系列优点， 在中大功率应用场合受到普遍重视。而传统的全桥PWM开关电源，功率器件处 于硬开关状态，在较大的电压、电流应力下实现开关，因此产生很大的开关损 耗，降低了电源运行的可靠性。在DC/DC变换器中，则多采用以全桥移相控制 软开关PWM变

3、换器，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、 大功率变换器应用场合。用软开关技术实现的DC/DC变换器其效率可达90%以 上，本文就由UC3875芯片组成3kWDC/DC变换器作了分析和研究。 关键字：UC3875，全桥移相，DC/DC变换，ZVS-PWM 1 概论 上世纪 60 年代开始起步的 DC/DC-PWM 功率变换技术出现了很大的发展。 但于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复 杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪 80 年代初，文献提出了移 相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角， 就可以实现稳压，这样很

4、好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。 2 电路原理和各工作模态分析 2.1 电路原理 2.1.1 全桥移相（ZVS-PWM）变换器工作原理 图 1 移相全桥 ZVS-PWM 变换器主电路 如图1所示为移相控制全桥ZVSPWM谐振变换器电路拓扑。Ui为输入直 流电压。Si(i=1，2，3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和 Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和 输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现 恒频软开关。S1和S2构成超前臂，S3和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路， S1和S3，S2和S4之

5、间人为地加入了死区时间t，它是根据开通延时和关断不延 时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角 ，通过调节角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。即通过改变 对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比, 以达到控制输出电压的 目的。变压器副边所接整流二极管VD5、VD6 实现全波整流。L2和C6构成倒L 型低通滤波电路。 功率开关器件S1驱动信号Uge1与S4驱动信号Uge4相同，S2驱动信号Uge2 与S3 驱动信号Uge3相同，而且Uge1、Uge4与Uge2、Uge3互为反相。当Uge1 与Uge4 为低电平，Uge2 与Uge3为高电平时，

6、开关管S2和S3导通，S1和S4关 断，电源电压通过S2和S3施加在高频变压器的原边，此时变压器的原边电压 UAB=Ui。当Uge1与Uge4为高电平，Uge2与Uge3为低电平时，开关管S1和S4导 通，S2和S3关断，电源电压通过S1和S4施加在高频变压器的原边，此时变压器 的原边电压为UAB= -Ui。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信 号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电流iL1等理想工作波形。 图 2 移相全桥 ZVS-PWM 变换电路理想工作波形 2.1.2 全桥移相（ZVZCS-PWM）变换器工作原理 由于功率开关器件实现了零电压开关, 从而

7、减小了开关损耗, 提高了电源系 统的稳定性, 但是 ZVS- PWM 变换器仍存在占空比丢失严重、环路导通损耗大 等缺点。因而新型的变换器零电压零电流(ZVZCS-PWM)由此产生。 ZVZCS-PWM 改善了器件的运行状态，实现了变换器的零电压零电流开关特性， 在通信等开关电源上已推广使用。 图 3 移相全桥 ZVZCS-PWM 变换电路 全桥移相 ZVZCS- PWM 变换器如图 3 所示。它在全桥移相 ZVS 的基础上 增加了两只阻断二极管 VD7、VD8, 省去了滞后臂上的吸收电容, 并在主回路 上增加了一个阻断电容 C5。主回路四个开关管( IGBT) 的控制信号与移相全桥 ZVS

8、是完全一致, 通过移相方式控制主回路的有效占空比。阻断电容 C5 和阻 断二极管 VD7、VD8 配合, 能够使全桥滞后臂上的主开关管(S3、S4)达到零电 流开关( ZCS) 的效果, 而超前臂上的主开关管(S1、S2) 仍然处于零电压开关( ZVS) 的状态。ZVZCS 的主要波形图如图 4 所示。 图 4 移相全桥 ZVZCS-PWM 变换器主要波形图 2.2 模态分析 下面对 ZVZCS-PWM 变换器电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间； (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数； (

9、3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻； (4)滤波电感足够大。 模式一（T0-T1） 原边电流正半周功率输出过程。在 T0 之前，Sl 和 S4 已导通，在(T0 一 T1)内 维持 S1 和 S4 导通，S2 和 S3 截止。电容 C2 和 C3 被输入电源充电。变压器原 边电压为 Ui，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相 控制全桥电路的工作状态和普通 PWM 硬开关电路相同。阻断电容 C5 上电压线 性上升。 模式二（T1-T2） S1关断，S4仍导通，S1两端并联电容C1充电至Ui，S2两端并联电容放电至 零时，S2的反并二级管D2导通。若S2 随后导通, 即为零电

10、压导通。 模式三（T2-T3） S2、S4 导通，UAB=0，阻断电容 C5 电压全部加在变压器 T 漏感上，初级 电流线性下降至零，并由于阻断二极管 VD8 阻止初级电流反向流动，变压器 初级无电流流过，并将保持为零。 模式四（T3-T4） S4 关断，S2 导通，由于初级无电流流过，S4 关断为零电流关断，电路处 于开路状态。 模式五（T4-T5） S2、S3 导通，初级电流瞬时仍保持为零，随后初级电流增大，阻断电容电 压线性下降，变压器初级向次级传递能量，开始下半个对称周期。 从以上分析可以看出，超前臂上的两只主开关器( S1、S2)处于 ZVS 状态， 其开通损耗为零，同时由于电容 C

11、1、C2 的存在，降低了主开关管关断时电压 的上升斜率，关断损耗也得到降低，其软开关效果与移相全桥 ZVS 完全一致， 与移相全桥 ZVS 不同的是滞后臂上的两只主开关管(S3、S4) 处于 ZCS 状态， 其关断损耗为零，同时由于阻断二极管 VD7、VD8 的存在，降低了主开关管 开通时电流的上升斜率。ZCS 的工作方式使 IGBT 因电流拖尾而引起的损耗得 到很好的抑制，使整个开关损耗大大降低。 3 开关变压器与功率器件选择 3.1 功率器件选择 输出功率 P0 有 3kW，输出要求 24V 的稳定电压 U0。这样额定输出电流为 Ip。 即： 0 0 3kW 125A 24V P P I

12、U 效率要求在 95%以上，所以，变压器的电压通过计算即： 24 26 95% V UV 220V 交流输入后经过整流电路整流输出 2220V300VU 经过 BOOST 斩波波电路的升压作用后，在斩波电路的输出端得到了 450V 的 电压输出，同时，这个输出也是逆变电路的输入电压。在变压器的作用下，原 边电压是 450V，副边电压 26V。这样的话就要求变压器的匝数比为 17: 1。副 边电流为 125A，通过计算，原边电流 125A 7.35A 17 I 结果得到变压器的变压比为 17: 1。流过 IGBT 的电流为 7.35A，加在 IGBT 两 端的正向电压为 450V，据此选择 IG

13、BT 可以选择日本三社的 GCA20AA120， 它可以承受 1200V 的电压和 20A 的电流。逆变桥上的电容可以选用 2200P 的 电容。 3.2 变压器选择 为适应开关电源轻、小、薄的要求，需要增大其开关频率，但在大功率的 情况下，频率越高，功率管开通与截止损耗也会增大。本电路选用铁基纳米晶 合金铁芯，它具有高导磁率，低损耗和优良的温度特性，广泛应用于推挽或桥 式高频大功率逆变电源和开关电流中的主变压器铁芯。 4 控制电路设计 4.1 UC3875 芯片简介 Unitrode 公司的 UC3875，它有 4 个独立的输出驱动端可以直接驱动四只功 率 MOSFET 管，见图 5，其中

14、OUTA 和 OUTB 相位相反，OUTC 和 OUTD 相 位相反，而 OUTC 和 OUTD 相对于 OUTA 和 OUTB 的相位 是可调的，也正 是通过调节 的大小来进行 PWM 控制的。 图 5 UC3875 芯片引脚图 UC3875 有 20 脚和 28 脚两种，这里仅介绍 20 脚的 UC3875 的管脚功能， 表 1 为管脚功能简要说明。 PIN 功能 PIN 功能 1VREF 基准电压 10VCC 电源电压 2E/AOUT 误差放大器的输出 11VIN 芯片供电电源 3 E/A误差放大器的反相输入 12PWRGND 电源地 4 E/A误差放大器的同相输入 16FREQSET

15、频率设置端 5 C/S电流检测 17 CLOCK/SYNC 时钟/同步 6 SOFTSTART软起动 18SLOPE 陡度 7,15DELAYSETA/B,C/D 输出延迟控制 19RAMP 斜波 14,13,9,8 OUTAOUTD输出 AD 20GND 信号地 表 1 UC3875 芯片引脚说明 4.2 外围电路设计 图 6 UC3875 构成的移相全桥变换器 图 6 为 UC3875 构成的移相全桥变换器电路。在移相全桥开关电路中，驱 动信号不仅要驱动桥的两个对角臂，还要使两个对角桥臂的导通有一定的时间 延时，有效占空比由图 7 所示的延迟时间控制。由于两个桥臂的开关元件不是 同时被驱动

16、的，所以需要精确设置“移相”导通波形之间的延迟时间间隔，延 迟时间间隔由谐振控制电路的电压回路进行调节，最终充当两个驱动信号的移 相信号。此时串联在变压器的上半桥或下半桥中的两个开关管均处于导通状态， 而变压器在开关管导通时刻的电压为零，即变压器的初级处于短接状态，并箝 位初级电流保持原值。当半桥中的一个开关器件经适当的延迟时间后关断时，变 压器初级电流又流过该开关管的输出寄生电容，从而与开关管的漏极电压谐振且与电压反 相，使对角臂开关上的电压为零，从而保证了零电压开关工作状态。 图 7 移相全桥变换器工作波形图 4.3 控制电路设计 图 8 控制电路图 5 系统仿真 图 9 仿真电路图 图1

17、0 U1波形图 图11 U2波形图 图12 UL波形图 图13 IL波形图 图14 UR波形图 图15 IR波形图 6 心得与体会 本文通过移相式零电压软开关变换器和控制芯片 UC3875 的合理使用，使 得所设计的开关电源具有高频、高效、体积小和轻量化的特点，这种软开关电 路在通信电源和电力操作电源中得到广泛使用。 本设计利用整流、逆变以及 UC3875 的合理控制达到理想的开关电源，重 点介绍了零电压逆变电路各状态时的情况，系统的分析了 UC3875 控制电路设 计原理，并对电压检测反馈电路和过电流保护进行了设计和分析，使电路的稳 定性和安全性进一步提高。 通过本次设计，加强了我对知识的掌握，使我对设计过程有了全面地了解。 通