电子对抗讲稿(南理工探测)【深度分析】

1、电子对抗,1,详尽讲解,目 录,第1章 电子对抗（电子战）概述 第2章 电子对抗中的侦收技术 第3章 电子对抗中的电子进攻技术 第4章 有源干扰机理分析 第5章 电子对抗中的电子防护技术,2,详尽讲解,第1章 电子对抗（电子战）概述,1.1 电子对抗及其分类 1.2 无线电电子对抗频段划分 1.3 电子对抗在现代战争中的地位和作用,3,详尽讲解,1.1 电子对抗及其分类,随着电子技术的发展，现代电子技术已渗透到各个领域，包括军事战争领域,在武器系统中，电子技术所占的比重越来越大，有时甚至占统治地位,电子产品,从第二次世界大战期间，军事领域第一次大规模引入电子学或电子技术开始，直到最近几次局部战

2、争，如科索沃战争、伊拉克战争等，说明电子战已经成为战争的主要作战形式,电子战是现代高科技应用最活跃最深入的领域。我们可以毫不夸张地说，现代战争离开电子战争就不能称其为现代战争,4,详尽讲解,而电子战争中最重要和最富有挑战性方面的内容就是电子对抗，这正是电子战争的最大魅力所在。如地面战区将用电子对抗破坏敌方的雷达系统，同时更主要的是用于扼制敌方各部队间的通信，就有关飞机、海上水面舰船、地面车辆甚至建筑物等电子战而言，扼制敌方的雷达系统和有关的武器系统将具有重大意义,如果采取适当的电子对抗手段，可大大降低武器的杀伤概率。如越南战争中，美军综合采用了多种雷达对抗措施，曾一度使地空导弹的杀伤概率下降到

3、2，防空火炮杀伤概率下降到0.5以下；海湾战争中，美军的F117A隐形轰炸机出动数千架次，执行防空火力最强地区的轰炸任务，在强大的电子干扰掩护下，竟无一损伤,据统计，如果没有干扰，则防空导弹一次齐射（约为3发）的杀伤概率在90以上，防空火炮一次点射(约为36发)的杀伤概率在80以上，步兵肩扛发射的防空导弹杀伤概率也在50以上,5,详尽讲解,现代战争中，一种作战装备因其在战争中的作用和地位不同可能受到多种雷达和武器系统的威胁、杀伤,6,详尽讲解,电子战最初叫做无线电对抗，1949年，美国正式用“电子对抗”取代“无线电对抗”，并一直沿用至今。习惯上，西方国家称其为“电子战”；前苏联称其为“无线电斗

4、争”；我国有关部门根据对立面相互斗争的哲学原理，称其为“电子对抗,7,详尽讲解,1.1.1 电子对抗定义,传统的电子对抗 定义为使用电磁能量测定、利用、削弱或通过破坏、摧毁、阻止敌方使用电磁频谱，同时保障己方使用电磁频谱的军事行动,8,详尽讲解,1电子干扰措施(ECM) 电子干扰措施指阻止或削弱敌方对电磁频谱的有效使用所采取的行动。它包括有源电子干扰和无源电子干扰。 无源电子干扰用某种方式反射雷达电磁波以与真实目标的反射相抗衡，这种对抗一般用角反射器或箔条实现。 有源电子干扰系统通过发射适当的无线电电磁波束来扼制敌方电子设备效用，尽最大限度的减轻对己方的威胁,9,详尽讲解,2电子抗干扰措施(E

5、CCM) 电子抗干扰措施指在敌方使用电子战的情况下确保己方有效使用电磁频谱所采取的行动。它是利用电子手段破坏敌方侦察、扼制敌方的干扰，使己方电子设备保持原有的战术技术水平,10,详尽讲解,3电子战支援措施(ESM) 电子战支援措施指在作战指挥官直接控制下，搜索、截获、识别和定位辐射电磁能量的辐射源，以立即辨认威胁而采取的行动。因此，ESM提供即时决策所需的信息资源，包括ECM、ECCM、规避、目标导向和兵力的其他战术使用,11,详尽讲解,12,详尽讲解,电子进攻为电子对抗的进攻部分，是利用电磁能或定向能等手段来攻击、蒙骗敌方人员、装备和设施，以降低、抑制和摧毁敌战斗力。EA比传统的ECM更强调

6、对敌方电磁传感器进行永久性的破坏和摧毁，因而，更具有攻击性。它包括,1电子进攻,13,详尽讲解,目前实战使用的电子进攻手段主要有： 电子干扰； 电子伪装； “隐身”； 直接摧毁 等四种手段,14,详尽讲解,电子干扰” 指利用干扰设备和器材，在敌方电子设备工作的频谱范围内施加压制性干扰或欺骗性干扰(或两者结合使用)，使敌方电子设备不能正常工作，造成通信中断、指挥瘫痪、雷达迷盲、武器失控等。电子干扰是常用的、行之有效的对抗措施。按电子干扰产生的方法分，有源干扰(也称积极干扰)和无源干扰(也称消极干扰)两类,15,详尽讲解,典型接收、发射系统,如图典型接收、发射系统。电子干扰的目的就是要破坏收发系统

7、某个环节，使其不能正常工作或正常接收、处理信号,16,详尽讲解,电子伪装” 指假目标诱饵。 即为阻碍敌方电子侦察与监视装备获取已方情报，隐藏自己和欺骗、迷惑敌方所采取的技术伪装措施。它又分为无线电伪装、雷达伪装、红外伪装、光学伪装和水声伪装等几种类型。严格地讲它应归入有源干扰或无源干扰类，但多为两者的结合，是一类模拟目标的纯欺骗性对抗措施。有假雷达、假电台，红外诱饵(曳光弹)，烟幕弹，箔条形成的干扰团(模拟舰船、飞机)，无人机或无人船，假坦克，角反射器，模拟桥梁和建筑物以及地形等，以诱骗采用错误的行动,17,详尽讲解,隐身” 指武器和平台为防止被探测设备发现所采取的综合措施，其重点在于减少大型

8、武器系统的雷达截面积和光、声、振动等信号特征，使敌方雷达等探测器的作用和探测效果大大下降,直接摧毁” 指用反辐射导弹直接摧毁敌方电子设备。它是一种最有效、最彻底的电子对抗措施。这种导弹的导引头实际上是一种无源雷达，它利用对方的电磁辐射自行导引，专用于摧毁对方辐射源及其载体，是一种特殊的电子对抗手段,18,详尽讲解,电子进攻系统的地位 and 作用,干扰破坏敌方指挥、控制、通信和情报(C3I)等信息系统,现代战争是陆、海、空、天四维一体化的立体战争(也有称为陆、海、空、天、磁五维立体战争)，战场上情报侦察、作战目标的探测和识别，战场的监视与预警、武器系统的控制、多军兵种协同作战的通信联络和指挥都

9、要依靠C3I系统来完成。在现代战争中，实施电子干扰破坏敌方C3I系统，使敌方雷达迷盲、武器系统失控、通信中断、指挥失灵，在战争中就可使敌军变成瞎子、聋子、瘫子、而处于被动挨打的地位,19,详尽讲解,干扰破坏敌方雷达与制导武器系统,雷达与无线电制导技术的发展，使火箭成为能够跟踪寻的摧毁目标的导弹等的制导武器，使武器发生重大的变革。制导武器能够自动摧毁远距目标，给现代战争带来了严重的威胁。制导武器威力的发挥主要取决于它的命中率，能否击中目标主要取决于制导雷达和导弹制导系统的工作效能。电子干扰装备就是用来干扰破坏雷达与制导武器系统的正常工作，使制导武器失控而不能击中目标。电子干扰装备不仅能干扰破坏各

10、种防空导弹和反舰导弹，还可以干扰破坏巡航导弹，使它不能击中作战目标,20,详尽讲解,干扰破坏光电精确制导武器系统,光电技术的发展在军事装备与武器系统中得到了广泛的应用，目前有60%以上的制导武器系统采用光电制导技术，从而使现代制导武器的精度和命中率大大提高，对现代战争带来了更大的威胁。但是能够有效的对抗精确制导武器的仍是电子干扰装备，它可以扰乱、欺骗、干扰破坏光电精确制导武器系统，使精确制导武器系统失控或偏离目标，而不能发挥其威力。另外采用光电干扰欺骗和伪装，可以保护已方主要军事目标和武器装备。在美国的美军野战条令中指出，采取光电伪装的坦克，可使反坦克导弹的命中率降低50%，伪装良好的兵器先敌

11、开火，取胜率可提高29倍,21,详尽讲解,干扰破坏火炮发射的引信炮弹,无线电引信技术的发展，研制出了各种引信炮弹，在战场上为了提高炮弹的杀伤威力，现代使用的炮弹大量采用引信炮弹，这种引信炮弹在战场上杀伤威力很大。为了对抗这种威力很大的引信炮弹，从而研制出了引信干扰机。在现代战争中，使用引信干扰机，发射某一干扰频率的电磁波，形成一个电磁波束干扰屏障，可以干扰破坏在同一频率范围内的所有的引信炮弹，使炮弹在空中爆炸而穿不过这一电磁波束屏障，从而使炮弹不能发挥威力与效能,22,详尽讲解,干扰破坏海上作战平台与武器系统,海上作战平台主要有航空母舰和各种舰艇。在现代战争中使用大功率宽频段电子干扰装备，压制

12、敌方航空母舰和舰艇上的雷达、导航、敌我识别、通信和指挥控制系统，使雷达迷盲、导航迷向、通信中断、指挥控制系统失控，军舰无法作战，航母上的飞机无法起飞，即使起飞也无法进行作战，甚至难以返航和降落，因为导航着落系统也被干扰。另外，在强大的压制性电子干扰情况下，航空母舰和舰艇很难发射反舰导弹和巡航导弹，即使发射了也是盲目的，很难击中目标,23,详尽讲解,干扰破坏空中作战平台和武器系统,空中作战平台主要是轰炸机、战斗机、预警机、武装直升飞机等。现代作战飞机的作战效能不仅依靠飞机的机械性能，而更主要的是依靠先进的机载电子装备与武器系统。电子装备与系统构成了现代飞机的大脑、耳目与神经系统。干扰破坏敌方作战

13、飞机的电子装备和武器系统，可使敌方的机载雷达迷盲，变成瞎子。干扰破坏导航系统，可使敌机迷向，不能起飞和降落。干扰破坏敌我识别系统，可使敌机分不清敌我，无法进行空战。干扰敌机通信设备，可使敌机变成聋子和哑巴，无法进行通信联络、引导和指挥飞机作战。干扰破坏敌机机载火控系统，可使作战飞机的武器系统失控和瘫痪，从而使飞机处于被动挨打的地位,24,详尽讲解,2电子防护(EP,电子防护是电子对抗的防御部分，是为保护已方人员、装备、设施遭受敌方或友方电子战的损害所采取的行动。EP比传统的ECCM增加了对友方电子战的防护，并采取对敌方的电子侦察设备主动电子进攻以掩护己方电子活动的策略。 它包括,25,详尽讲解

14、,3电子战支援(ES,电子战支援是由指挥员授权、或直接控制电子侦察设备对敌方有意或无意辐射的电磁能量进行搜索、截获、识别定位、辨识直接的威胁，为电子战作战和其他战术行动服务。ES比传统的ESM更加强调电子侦察情报与其他情报资源的综合运用，以便向指挥员提供更丰富、更准确的战术情报支援。它包括,26,详尽讲解,27,详尽讲解,与此相关的电子战术语还有,4. 指挥和控制战 (Command and Control Warfare) C2W： 在情报相互支援下综合运用作战保密、军事欺骗、心理战、电子战和实体摧毁手段，不让敌方指挥和控制能力获得信息，影响、削弱或破坏敌方指挥和控制能力，同时保护己方指挥和

15、控制能力不受这类行动的危害。C2W 适应于整个作战领域和所有级别的冲突。C2W 具有进攻性和防御性,6.计算机、通信、指挥和控制战（Computer、Communication、Command and Control Warfare） C4W,5. C2防护： 依靠己方优势或挫败敌方，不让己方C2系统获取信息，影响、削弱或破坏己方C2系统的企图，保证有效指挥和控制己方兵力,28,详尽讲解,1.1.2 电子对抗分类,1. 按使用电子对抗设备类型分为：无线电通信对抗、雷达对抗、制导对抗、引信对抗、光电对抗和水声对抗等,2.按配置部位又可分为外层空间对抗、空中对抗、地面(包括海面)对抗和水下对抗,3

16、. 从无线电频域上可将电子对抗分为声学对抗（从次声波至超声波）、射频对抗（3MHz300GHz） 、光电对抗（300GHz以上,电子对抗包含了使用电磁频谱进行对抗的各个领域，内容十分丰富，有多种分类方法,29,详尽讲解,在军事对抗领域中通常有“四大电子对抗”，它们是,这射频对抗领域中的“四大电子对抗”，它们具有相同的重要性和不同的时效性,30,详尽讲解,表1-1 常用频段划分表,1.3 无线电电子对抗频段划分,31,详尽讲解,表1 标准的雷达频率命名法,32,详尽讲解,每个频段都有其自身特有的性质，从而使它比其他频段更适合于某些应用场合,高频(HF : 3-30MHz) 在这个频段上，大功率器

17、件比较容易实现，接收机的频率稳定度及其相关的动目标显示性能也容易做好，盲速不易出现。另外高频电磁波的一个重要特性是它能被电离层折射，因此，可实现超视距目标检测,但在高频段，窄波束宽度要采用大型天线，外界自然噪声大，可用的带宽窄，并且民用设备广泛使用电磁频谱的这一部分,33,详尽讲解,甚高频(VHF : 30-300MHz): 与HF频段一样，VHF频段很拥挤，带宽窄，外部噪声高，波束宽。因此，雷达很少采用该频段。 超高频(UHF : 300-3000MHz)： 与VHF相比，超高频段外部噪声低，波束也较窄，并且也不受气候的困扰，接收机具有良好的动目标显示能力。但这个频段也有通信和电视电磁波的干

18、扰，接收机频率的选择和滤波同样十分重要。 L波段(1.02.0GHz)： 它是地面远程对空警戒雷达首选的频段，该频段的雷达作用距离远，外部噪声较低，天线尺寸不太大，角分辨力也较好。目前GPS（即全球定位系统）卫星使用1.57442GHz和1.22760GHz作为卫星导航定位的载波,34,详尽讲解,S波段(2.04.0GHz)： 是目前雷达使用较多的频段，远距离的警戒引导雷达和中距离的跟踪雷达均可使用这一频段。在这个频段内，电磁波受气象条件的影响已变得明显起来。MTI(Moving Target Indications Radar)雷达出现的盲速数量增多，从而使MTI的性能变差。 通常比S波段低

19、的频率适合于对空警戒（大空域内探测和低数据率跟踪多目标），S波段以上的频率更适合于信息收集。 C波段(4.08.0GHz)： C波段介于S波段和X波段之间，可看作是二者的折中。但是在该频段或更高的频率上实现远程对空警戒很困难。该频段常用于导弹精确跟踪的远程精确制导雷达中。多功能相控阵防空雷达和中程气象雷达也使用该频段。这个频段的接收机许多关键电路的设计要采用分布参数,35,详尽讲解,X波段(8.012.5GHz)： X波段是军用武器控制(跟踪)雷达和民用雷达的常用频段。舰载导航和领航、恶劣气象规避、多卜勒导航和警用测速都使用X波段。X波段雷达的带宽宽，从而可产生窄脉冲(或宽带脉冲压缩)，并可用

20、尺寸相对小的天线产生窄波束 S波段、C波段和X波段较严重的气象干扰影响了雷达接收机的动目标性能。然而对气象雷达而言，云雨的反射回波恰恰是所需要的信号，所以气象雷达一般都工作在S、C和X波段。 Ku、K和Ka波段(12.540GHz)： 以水蒸气的吸收频率为界将K波段细分为两个频段，低端用Ku表示，高端用Ka表示。这些频段带宽宽，且用小孔径天线可获得窄波束。但在该波段难于产生和辐射大的功率，由于雨杂波和大气衰减的限制，工作在较高频率越加困难。所以，使用该频段的雷达不多见。但用于机场地面交通定位和控制的机场场面探测雷达由于要求高分辨力，它们工作在Ku波段。因为作用距离近，该波段特性的缺点并不重要,

21、36,详尽讲解,毫米波波段(40GHz以上)： 当频率为60GHz时，由于大气中氧气吸收产生的异常衰减，排除了雷达在其邻近频率的应用。因而94GHz频率(3mm波长)通常代表毫米波雷达的“典型”频率。实际上，所谓“传播窗口”(94GHz)处的衰减同样大于2.22GHz水蒸气吸收频率点处的衰减。毫米波雷达更适合于工作在没有大气衰减的空间雷达。对近程应用，当衰减不大且可承受时，人们在大气层内的近程雷达(如毫米波引信)中也考虑采用这些频率,37,详尽讲解,1. 3 电子对抗在现代战争中的地位和作用,1电子对抗的历史发展进程,38,详尽讲解,1 .日俄海战初露锋芒,2 .第二次世界大战,3. 越南战争

22、电子对抗,4 . 美利战争软硬兼施,5 .海湾战争,6 . 伊拉克战争,39,详尽讲解,2电子对抗技术在现代战争中的地位,现代战争中的实践证明，电子对抗技术已贯穿于战争的全过程，是高技术武器的“倍增器”，是现代战争中一种重要的作战手段，对战争的进程和结局将产生重要影响。电子对抗技术在现代战争中将发挥更大作用,40,详尽讲解,3电子对抗技术在现代战争中的作用,1） 获取敌方军事情报,2) 破坏敌方作战指挥,3) 掩护突防和攻击,4) 保护重要目标,5) 保障己方电子设备正常工作,41,详尽讲解,4电子对抗技术对现代战争的影响,1) 战场环境更加错综复杂,2) 交战双方力量对比产生重大影响,3)

23、对作战进程产生重大影响,4) 促进作战方式的变革,42,详尽讲解,5电子对抗技术的发展趋势,1) 电子对抗的手段向一体化和通用化方向发展,2) 电子对抗的重点向C4ISR一体化系统和反精确制导武器方向发展,未来的电子对抗中，空地、空海一体和陆、海、空、天、电一体化和通用化方向发展，使电子战系统实现资源共享，对抗手段互通，提高电子对抗装备的综合能力,电子对抗的主要目标是指挥、控制、通信及情报系统，防空（指挥）雷达系统，武器制导（指挥）系统等。这些系统中最重要的是指挥、控制、通信、计算机、情报以及监视、侦察系统即C4ISR系统。C4ISR系统是国家及军队威慑力量的重要组成部分，是现代军队的神经中枢

24、。C4ISR系统一旦遭到破坏，后果不堪设想。电子对抗的重点向C4ISR一体化方向发展。精确制导武器具有极高的命中率和较好的作战效能，是未来高技术战争重要武器装备之一。精确制导武器的命中率取决于它的制导系统。制导系统是由电磁波、红外或激光传感器来引导，因此，对付它的最有效手段就是电子对抗，尤其是综合电子对抗系统。一批围绕制导与反制导的新的电子对抗装备或系统，将成为电子对抗技术发展的重要内容,43,详尽讲解,3) 电子对抗的领域将不断拓展，新样式不断出现,4) 电子对抗的电磁频谱向全频段发展,在高新技术的推动下，电子对抗的装备将不断发展更新，电子对抗领域将不断拓展。一是计算机病毒等将成为电子战的新

25、领域；二是定向能武器可望成为电子战的又一“拳头”；三是电磁脉冲弹将成为电子设备的新“克星”；四是网络战将成为信息争夺的重要平台,由于雷达侦察技术向扩展频段、提高测向及测频精度、增强信号处理能力方向发展，所以未来的电磁斗争频谱将向全频段发展,44,详尽讲解,第2章 电子对抗中的侦收技术,2.1 概述 2.2 无线电信号频率侦测技术 2.3 对无线电辐射源的定向技术 2.4 对无线电辐射源的定位技术 2.5 侦收系统的作用距离,45,详尽讲解,2.1 概述,电子侦收是获取军事情报的重要手段，也是实施电子进攻和电子战摧毁的前提。电子侦收是用电子侦察装备对敌方军事电子设备辐射的电磁信号进行截获、检测、

26、分析、识别、定位，以便确定敌方军事电子设备及其相关平台对己方的威胁程度，为己方指挥决策和电子战装备设计提供情报支援,46,详尽讲解,电子侦收的首要任务是确定敌方辐射信号的频率和辐射源位置，通常由电子侦察接收机来完成这一任务。电子侦察接收机可以分为四种类型,宽开式接收机,扫描接收机,信道化接收机,半宽开自适应接收机,47,详尽讲解,典型自动化电子侦察系统(FRS2904)的结构如图2-1所示,图2-1 自动化电子侦察系统框图,48,详尽讲解,电子侦察接收机参数有： 覆盖的频率范围； 调谐时间(在单位时间内锁定和记录信号数量的能力)； 在频域搜索被侦察信号方式； 发现信号概率(与其相关的特征参数：

27、如门限信号、透过概率、噪声电平)。(是指在一定的时间内。,49,详尽讲解,信号参数包含有： 空间信号参数： 定向参数、电子系统的角坐标、被侦察对象的运动速度和加速度； 时间参数： 脉冲信号宽度、脉冲信号重复周期； 频率参数： 载频、副载频和信号频谱的其他特征频率、辐射信号谱宽、辐射信号局部最大谱线的特征参数； 结构参数： 信号调制的形式和深度、信号极化形式。 机载和星载侦察设备进行分析和确定的信号参数将由遥测线路传输下来,50,详尽讲解,2.2 无线电信号频率侦测技术,对无线电信号频率的侦测主要由专用的无线电接收机来完成，现代测频技术主要包括,51,详尽讲解,2.2.1 晶体视频接收机（Cry

28、stal Video Receiver,特点：灵敏度差、廉价。被用于在电子战环境中截获和监视信号。 由于起初检波器都是由晶体管做的，且射频信号被直接检波以产生视频，因此，称为晶体视频接收机,52,详尽讲解,晶体视频接收机可覆盖很宽的射频带宽（宽开测频接收机），典型值为几个倍频程，因此，具有高截获概率（POI）。但一般晶体视频接收机灵敏度较低，如，一部频率覆盖几GHz、增益有限的晶体视频接收机的典型灵敏度在-30dBm，且它不能确定输入信号的频率，即不能从频率上区分输入信号。 为改善频率选择性，在有些应用场合，在检波器之前插入一个预选滤波器来限制输入射频带宽。预选滤波器可以提供输入信号的粗频率信

29、息，同时具有降低噪声带宽之功效。但滤波器所引入的额外损耗将部分抵消降低噪声带宽的效果,53,详尽讲解,简单视频接收机通常也和梳状滤波器一起使用。如图2-3为梳状滤波器晶体视频接收机原理框图,54,详尽讲解,简单晶体视频接收机的灵敏度主要取决于检波器特性和射频放大器的噪声系数，因此其灵敏度受射频增益限制。目前，已有能覆盖很宽频带的单片微波集成电路(MMIC：Monolithic Microwave Integrated Circuit)射频放大器,能应用于晶体视频接收机,通常用二极管作为检波器。理想二极管的电流电压关系如下式表示： 其中IS是二极管正向饱和电流、n是略大于但很接近于1的参数、k是

30、波尔茨曼常数（1.381023J/K）、T是温度（常温290K）、q是电荷量(1.611019C)。(二极管IV曲线略)二极管的带宽受寄生电阻和电容的限制,55,详尽讲解,二极管检波器根据其工作状态可分为两类：平方律检波器（也称小信号检波器）和线性检波器（也称大信号或峰值检波器）。在平方律检波器中，输出电压正比于输入电压的平方，即输出电压正比于输入功率。 V0=AVi2=APi A为比例常数。在线性检波器中，输出电压由下式给出： V0=BVi B是比例常数,56,详尽讲解,实际的二极管检波器包括平方律区和线性区两部分。在输入功率电平较低时，检波器工作于平方律区，而在输入功率电平较高时，检波器工

31、作于线性区。在晶体视频接收机中，检波器通常根据不同的输入功率电平而工作在这两个区。如果检波器前的射频放大器饱和，那么至检波器的输入可能保持在一恒定电平，在这种情况下，检波器通常设计工作在线性区。 通常，为获得探测一个脉冲所要求的探测概率(Pd)和虚警概率(Pfa)，或者为获得测量参数所需的精度，就要求在接收机的输出端（检波器输出端）有一定的信噪比(SNR)。视频接收机的输入端信号必须比噪声高出某个所需的比值。 在晶体管视频接收机中，忽略与分析无关的比例常数，可以认为输出信号So为(平方律检波器)： SO=(SiGRF)2 其中：Si是天线收集到的输入信号，GRF是射频放大器的增益,57,详尽讲

32、解,输出噪声No，它由三部分组成： N0=NN+Nim+Nd 其中： ,它是由输入噪声Ni引起的Ni=kTBRFF ，BV是视频带宽，F是RF放大器噪声系数，BRF是射频带宽。 是输入信号Si与输入噪声Ni之间的 互调引起的噪声贡献。 是晶体视频检波器的噪声贡献。其中，FV 是视频噪声系数，M=2/Ro是检波器品质因数，是检波器开路电压灵敏度，Ro是检波器视频电阻,58,详尽讲解,如果射频放大器是高增益的（即GRF1），则Nd可忽略。 而且，当BRFBV，时，则可写成： 因此，输出信噪比为： 在大多数应用场合，晶体视频接收机是用于检测脉冲雷达信号而不是连续波信号。这类接收机测量的信号参数通常有

33、：脉冲幅度、脉冲宽度和脉冲到达的时间（TOA,59,详尽讲解,2.2.2 搜索式超外差接收机 （Swept Superheterodye Receiver,特点：能够搜索比较宽的射频带宽，并把该带宽内的所有信号分送到振幅和频率分辨单元，以便确定被接收信号的辐射特性。在电子对抗测试试验中，可用作电子干扰信号监视器。这种接收机也能用作干扰机引导接收机,60,详尽讲解,1.工作原理 原理框图如图2-4所示,在搜索过程中，为便于信号处理，要求差频信号即中频信号保持某一固定的频率，因此，一般应实现射频滤波器与本振进行统调,61,详尽讲解,设射频信号为：VR=ARsin(RtR) 本振信号为：VL=ALs

34、in(LtL) 混频器输出信号为,混频输出产生两个信号，一个是下边带信号(fR-fL)，另一个是上边带信号(fR+fL)。如果(fR fL)，称为高端本振，且下边带频率变为(fL-fR),上边带保持不变。设取下边带信号为中频信号，滤除上边带信号，则中频信号输出为,62,详尽讲解,事实上，混频器是一个非线性器件，除主信道中频信号外，还将产生许多其他频率（互调分量）信号。这些不期望的频率分量称为寄生响应，由此形成对主信道信号的干扰称为混频器的寄生信道干扰，或混频器组合干扰。 寄生频率可由下式预测： fS= mfL+nfR 其中m，n为任意整数，可正可负，但寄生频率fS必须为正,63,详尽讲解,若在

35、变频器中采用双平衡混频器，为使频带内的寄生响应最小，则本振信号功率比输入射频功率高20dB以上。 通常，在下变频过程中，fL和fR都高于fI，因此，只有两输入信号的谐波差才能产生干扰fS。如果fR/fL之比大于0.85，则可能的寄生响应fS的数量最少，且所有寄生响应都是高次寄生响应，因此其幅度相对于中频输出较小,64,详尽讲解,上变频情况相对复杂。通常要求fI略高于fL，以使本振频率的任何次谐波都在中频波段外。但在中频输出中仍可能存在射频的谐波。如果使fI/fR之比为一偶数，则可利用双平衡混频器的工作特性来降低谐波污染的电平。在双平衡混频器中，对输入信号的偶次谐波的抑制强于奇次谐波，且小功率输

36、入射频信号的谐波随谐波次数而迅速下降。 对于上变频情况，如果fL/fI之比约大于0.88，则寄生响应fS的量最小。但当fL/fI之比趋近1时，本振至中频的直通将很难被滤除掉，因此必须在期望低寄生响应和本振污染电平之间进行折中,65,详尽讲解,2.超外差接收机需要注意的两个问题,1) 镜频问题,2)本振稳定度问题,66,详尽讲解,1) 镜频问题 对给定的中频频率fI和本振频率fL，存在两个射频信号能产生同样的输出，即fR=fLfI。其中一个为期望的输入信号，另一个则为干扰信号，称为镜频信号。如图2-5所示,67,详尽讲解,注意，只有下变频存在镜像问题。通常用镜像抑制比dms来衡量混频器对镜像信号

37、干扰的抑制能力。其定义是：保持输入射频信号幅度恒定，主信道输出的信号功率PIO与镜像信道输出的功率Pms之比，称为镜像抑制比， 即 dms 或保持输出幅度恒定，镜像信道的输入功率Pmi与主通道的输入功率PR之比，称为镜像抑制比，即 dms 对线性系统来说，两者是等价的,68,详尽讲解,消除镜像频率干扰的方法有,a. 提高射频电路的选择性，抑制镜像信道,b. 采用零中频技术,c. 采用逻辑识别方法,69,详尽讲解,提高射频电路的选择性，抑制镜像信道,a) 预选器与本振统调,b) 采用宽带滤波高中频接收,c) 采用双平衡混频器，实现单信道接收,70,详尽讲解,预选器与本振统调 混频器前增加一个预选

38、滤波器(一般为窄带滤波器)，当接收机本振频率变化时，预选滤波器的频率也跟着变化，即所谓统调，预选器通带对准侦收频率，阻带对准镜像频率，实现单信道接收。如图2-6所示，设fs1=fLfI为预侦收的信号，fs2=fL+fI为镜像频率，由图可见消除了镜像频率可能引起的测频错误,71,详尽讲解,中频频率应满足,用宽带滤波高中频接收,即用固定频率的宽带滤波器取代窄带可调预选器，同时提高中频，将镜像信道移入滤波器的阻带中，抑制镜像信号，保证单信道接收,72,详尽讲解,90桥定向耦合器具有如下特性： 设输入射频信号vin=cost，则 v1=cos(t)；v2=cos（t-90,采用双平衡混频器，实现单信道

39、接收,73,详尽讲解,设本振信号为vLO=cos(Lt),从镜像抑制混频器结构可知: 端口1与本振同相，即v1=cos(Lt)； 端口2滞后本振90相位角，即v2=cos（Lt-90）； 端口3为v3=cos(L)t; 端口4为v4=cos(L)t-90. 这样，当本振频率高于信号频率时，端口3较端口4的相位超前90，信号在端口5相减，而在端口6相加，它基本在端口6形成输出,74,详尽讲解,当本振频率低于信号频率时， 端口3为v3=cos(-L)t; 端口4为v4=cos(-L)t+90. 于是，端口3较端口4相位滞后90，信号在端口6相减，而在端口5相加，基本在端口5形成输出。结果比本振频率

40、高和比本振频率低的信号将分别在混频器的不同的中频输出端口输出,75,详尽讲解,采用零中频技术即选取本振频率与主频相同的方法，如图2-8所示,76,详尽讲解,采用逻辑识别方法。主频与镜频相差2倍中频，对于某个辐射源，如果有两次接收，且频差为2倍中频，则其中必有一个是镜频干扰。采用这种方法的缺点是不能实现脉冲测频,77,详尽讲解,2) 本振稳定度问题 超外差接收机的另一个需要关注的是本地振荡器的稳定度问题。本振稳定与否将直接被引入至中频输出中并影响被测信号。振荡器稳定度一般分为长期稳定度和短期稳定度。长期稳定度通常以时域来度量，如MHz/小时、天或年。它取决于温度变化和器件的老化等因数，其表示方法

41、有最大偏差法和均方根偏差法两种。 最大偏差法其数学表示式为 式中， 是n个偏差中的最大值,78,详尽讲解,均方根偏差法其数学表示式为,式中,而 短期稳定度指几秒钟的持续时间内，在标称频率附近的频率变化。在频域观察更方便。本振的短期稳定度比长期稳定度更重要，因为短期稳定度代表了本振的频谱纯度即本振噪声。本振的任何噪声都将调制和污染中频,79,详尽讲解,短期稳定度时域表示 设信号源输出信号为,式中,为瞬时相位起伏,则瞬时相对频率变化为 在观察时间段t1，t2内，信号源的频率稳定度为,80,详尽讲解,b. 短期稳定度频域表示 由于稳定度的问题，使得实际信号源载频f0的频谱不再是一个纯净的谱线，而是其

42、频率和振幅受噪声调制，具有一定宽度的频谱。一般用“单边带（SSB）相位噪声”来描述这一现象，如图所示。单边带相位噪声L(fm)定义为：偏离载波频率fm，在1Hz带宽内一个相位调制边带的功率PSSB与载波功率PS之比，即,81,详尽讲解,通常L(fm)用相对于载波1Hz带宽的对数值表示，即dBc/Hz。如某压控振荡器相位噪声：90dBc/Hz10kHz。 L(fm)是相位噪声常用的表示形式。 亦已证明：式中， 是相位变化的均方根值,82,详尽讲解,一般情况下，为获得高频选择性、高灵敏度和宽动态范围，超外差接收机的瞬时带宽(即中频带宽)相对较窄。由于超外差接收机的带宽窄，其截获概率相对较低。尽管如

43、此，超外差接收机还是广泛应用于电子战接收系统中。在电子战应用中，超外差接收机通常与宽带接收机配对使用。宽带接收机引导超外差接收机调谐到感兴趣的信号频率上，然后用超外差接收机来完成接收功能,83,详尽讲解,3 频率搜索形式 两种形式：连续搜索和步进搜索，在连续搜索中又分为单程搜索和双程搜索，如图2-8所示。图中符号意义如下：f2-f1为频率搜索范围；Tf为频率搜索周期；tf为频率搜索时的接收时间，即频率搜索过一个侦察接收机带宽fr所用的时间；f0为信号中心频率；N为脉冲群持续时间。也可采用数字式(步进式)搜索，便于数字化处理,84,详尽讲解,4 频率搜索速度选择,A 慢速扫描：接收机调谐到分析带

44、宽内的时间大于输入端信号的重复周期。同时，在接收机扫过一个瞬时带宽fr的时间tf内所收到的脉冲数(脉宽)应满足处理机和显示器所需的脉冲数Z，即 tf Z 其中：为脉冲宽度,B 快速扫描 时，是指在脉冲宽度内，侦察接收机要扫完整个侦察频段，即，搜索周期Tf 。此时调谐速度非常快，仅仅被确定频率时的灵敏度、精度、分辨率的允许变化范围所限制。 频率搜索速度,85,详尽讲解,C中速扫描 对无线电侦察接收机来说，最具代表性。以中等速度扫频时，全景侦察接收机调谐到带宽内的时间tf由以下关系确定： kTC tf TC被侦察信号脉冲周期； 在频率调谐的一个周期内，脉冲可能不被发现,注意： 搜索式超外差接收机为

45、保持良好的频率选择性，一般中频带宽较窄。而搜索式超外差接收机要保证高灵敏度接收信号，接收机的最高扫描速率必须限制在B2，其中B是最后一级中频滤波器的带宽。因此窄中频带宽将要求接收机以相对较慢的速率进行扫描,86,详尽讲解,频率的截获概率(即通常所说的频率搜索概率) 对于脉冲雷达信号来说，根据给定时间不同，可定义为单个脉冲搜索概率、脉冲群搜索概率以及在某一给定的搜索时间内的搜索概率。 单个脉冲的搜索概率为： P= 式中，f为测频接收机的瞬时带宽； f2-f1为测频范围，即侦察频段。 如： f 5MHz, f2-f1=1GHz，则P=0.005,可见截获概率是很低的。若能在测频范围内实现瞬时测频，

46、即ff2-f1，则频率截获概率为1,87,详尽讲解,2.2.3. 瞬时测频接收机 （Instantaneous Frequecy Measurement Receiver,特点：一种简单而又紧凑的瞬时频率测量电子战接收机，它能以小于几十微秒时间测量射频输入信号的频率，并对于单一射频脉冲具有几乎100的截获概率。既能覆盖很宽的射频带宽，又能对窄脉冲信号有较高的灵敏度和良好的频率分辩力。 通常被用作干扰机引导接收机，可调窄带超外差截获接收机或调谐射频接收机。因为它在宽频带范围内运用对信号宽开接收的原理，所以它能在整个宽频带范围内用具有足够强度的瞄准式连续波干扰机对频带内的任何地方进行干扰。同样，对

47、自身平台感应的射频干扰具有高灵敏度。瞬时测频接收机一次只能正确响应一个输入信号，否则，对同时信号响应会产生错误频率信息。 由于上述原因，作为电子对抗接收机用受到限制。但它可用于在电子对抗模拟器中供鉴定我方雷达之用,88,详尽讲解,1. 基本工作原理,瞬时测频接收机将输入信号分为两路。其中一路有一个固定延时，使两路之间产生一个与频率有关的相位差。由下式给出： 2f0 式中f0是输入信号频率。在瞬时测频接收机中通过测量相位差，并由上式确定输入信号频率。 基本瞬时测频接收机示意图如下图所示。为简化分析，假设所有信号均为单位振幅，器件均为理想的,89,详尽讲解,设射频信号vR=cos(t)，则相位相关

48、器(电桥)输出为： v1=cos(t-)； v2=cos(t-)-90=sin(t-)； v3=cos(t-180)-cos(t)； v4=cos(t)； v5=cos(t-)-cos(t-90)=cos(t-)-sin(t) v6=cos(t-)-90-cos(t)=sin(t-)-cos(t) v7=sin(t-)+cost-90=sin(t-)+sin(t) v8=sin(t-)-90+cos(t)=cos(t-)+cos(t,90,详尽讲解,经平方律检波器检波及低通滤波器处理后，相关器的四个输出转换为视频信号如下： v9 =1-sin() v10=1+sin() v11 =1+cos(

49、) v12=1-cos() 由两个差分放大器进行处理后，得到一对正交量（隔直流）： vI =2sin()=2sin() vQ=2cos()=2cos() 由此可得： =tan-1( )= 当相位已知时，可计算出频率f,91,详尽讲解,若将两正交量vI、vQ分别加到静电示波器的水平偏转板上，那么，光点相对x轴的夹角则为，能单值地表示出被测信号的载波频率，实现测频。如图2-10所示。 上述模式的瞬时测频接收机电路结构简单，体积小，重量轻，运算速度快，并能实时显示被测信号频率。但其缺点是明显的，测频范围窄，精度低，灵活性差。 在现代瞬时测频接收机中，通常将输出I、Q正交电压信号转换为数字信息，再进行

50、数字处理，利用三角关系计算出相位值,注意， 这里延迟线延迟时间不能太 长，否则会产生测频模糊。 必须将由延迟线引起的相位 限制在2范围，因此，不模 糊测频范围为F=1,92,详尽讲解,2. 并行瞬时测频接收机 在实际工作中，数字式瞬时测频接收机既有测频范围F的要求，又有频率分辩力f的要求，于是，量化单元数n= 。 实际瞬时测频接收机采用多部简单瞬时测频接收机并联组成。最长的延迟时间提供精确频率分辩力，但它也产生相位（频率）模糊。采用较短的延迟时间来解决相位（频率）模糊问题，最短延迟时间受接收机带宽的限制。如果接收机带宽是B，则最短延迟时间为 min=1/B 最长延迟时间必须小于接收机所测量的最

51、小脉宽，否则，延迟和未延迟信号在时间上根本不能交迭,93,详尽讲解,假设一个实际瞬时测频接收机的输入频率范围为26GHz、频率分辩力为1.25MHz、最窄脉冲宽度为100nS，那么，频率分辩单元总数为3200个，需要用12位（4096）对频率信息进行编码。此时至少要两部简单瞬时测频接收机并联，且每部接收机都产生6位数据。低6位中的噪声将产生小误差(1.25MHz/位)，而高6位中的噪声将产生较大的误差(61.25MHz/位)。这样的误差在工程应用中是难以接受的。 通常采用两个以上相关器。如图2-11所示，采用四个相关器情况。如果设最长延迟时间为50nS，它所代表的非模糊频率为20MHz，然后用

52、4位来表示20MHz将能产生所需的1.25MHz的频率分辩力。其余3条延迟线用于另8位。为降低瞬时测频接收机对噪声的敏感性，可用4个以上的相关器。因为多个相关器只编码一位信息。但是增加相关器会增加瞬时测频接收机的设计成本和复杂性，因此，并不总是增加更多的相关器,94,详尽讲解,95,详尽讲解,3.同时信号,在现代战场的密集信号环境中，同时信号的概率是很高的，但一般不存在理想的同时到达信号。 同时信号分两类： 第一类同时到达信号是两个脉冲的前沿时差t10ns； 第二类同时到达信号是两个脉冲的前沿时差10nst120ns。 要求测频接收机能对同时到达信号的频率分别进行精确测量，而不丢失其中的弱信号

53、。一部瞬时测频接收机一次只能测量一个信号。因此在同时信号的情况下，接收机最多只能正确测量多个输入频率中的某一个信号频率,96,详尽讲解,2.2.4信道化接收机（Channelized Receivers,特点：它使用大量相邻滤波器从频域上对输入射频信号进行分选。它具有很多与超外差接收机相同的特性：高灵敏度、宽动态范围、高频率分辨力和频带内提供几乎100的截获概率。它避免了与分时接收信道或者扫描窄带接收机有关的截获概率的损失。信道化接收机提供检测同时发生的信号能力。在实现上要求大量的电子元件，并且产生有限的频率分辨力。 被用于电子反干扰、电子干扰分析器、干扰机的调准、电子情报收集等,97,详尽讲

54、解,1.基本工作原理,信道化接收机是将多波道接收机与超外差接收机方法结合起来的一种高截获概率的接收机。多波道接收机是多路晶体视频接收机的并行运用。这种接收机的显著特点：各通道彼此交叠，覆盖测频范围。多波道接收机原理如图2-13所示,98,详尽讲解,99,详尽讲解,100,详尽讲解,2. 信号编码 信道化接收机的另一关键部分是频率编码电路。如下图所示为有一个输入信号的三个相邻滤波器组的视频输出情况,101,详尽讲解,2.2.5压缩 (微扫)接收机(Compressive Receiver,特点：压缩接收机（CR）结合了信道化接收机和搜索式超外差接收机的特点。压缩接收机能在可与待检测的最窄脉冲相比

55、拟的时间内（如小于1s）扫描某一给定的频率范围。因此，压缩接收机能克服信道化接收机和搜索式接收机的许多限制条件。它是一种电子战频谱分析接收机，它能迅速地搜索比较宽的射频频带，并且把在那频带中的所有信号分类到窄频分辨单元，以便决定未知的（截获敌方的）射频辐射特性。 它可以用作干扰机引导接收机，或者在雷达导弹系统的电子干扰分析器中用作电子反干扰部件,102,详尽讲解,1. 基本工作原理,压缩接收机又称微扫接收机，名称含义来自接收机对接收信号进行脉冲压缩。不同频率的输入信号经处理后变成不同时间延迟的脉冲序列。压缩接收机实现对信号进行实时频谱分析。从工作原理上来说，压缩接收机是建立在一种特殊的傅立叶变

56、换Chirp变换（CT）基础上的。Chirp变换是采用线性调频脉冲压缩技术对信号完成的一种傅立叶变换。 设输入信号为f(t)，则由傅立叶变换可求得其频谱函数为,103,详尽讲解,对上式作变量代换，令 ，其中 为扫频斜率， 为时间， 因为 故,利用卷积关系，上式可表示为,令,表示负斜率线性调频信号,表示正斜率线性调频信号,104,详尽讲解,由上式可以画出Chirp变换的原理图，如图2-17所示。 Chirp变换把傅立叶变换分成如下三个步骤：首先将输入信号,f(t)与一负斜率的线性调频本振,的滤波器（脉冲压缩线PCL,相乘，以抵消实用平方相位项，便得到输入信号的谱函数,然后通过一脉冲响应为,进行卷

57、积完成脉冲压缩，最后再与一校正相位项,图2-17 Chirp变换原理图,脉冲展宽线PEL）相乘,105,详尽讲解,综上，Chirp变换算法模型可以概括为：M(S)一C(L)一M(S)。其中，M代表乘法，C代表卷积，L表示长时宽频宽积，S表示短时宽频宽积。一般长时宽频宽积是短的2倍。该算法在实际应用中，运算中间部分的时宽频宽积要大于其它两个部分。 在大多数应用要求中，一般不需要被测信号的相位谱，因此无需对信号做完全的傅立叶变换，可以舍去相位信息而只计算变换的幅频特性。这样算法可以简化为一次乘法后面加一次卷积运算，实际应用中有所不同，为了体现区别表示为MC一(M)，括号表示可以省略的运算项。如果卷

58、积运算通过色散延迟线（DDL）实现，这样，可以获得压缩接收机的原理框图如图2-18所示,106,详尽讲解,上图中，射频输入信号通过与扫频本振信号相乘转换成线性调频脉冲，实现脉冲展宽，如图2-19（a）所示。色散延迟线(其延时一频率斜率与扫频信号斜率相反)在付立叶变换过程中用作卷积器，完成把扫频信号在时间上的能量压缩，实现了脉冲压缩，如图2-19(b)所示。色散延迟线输出信号经过检波和视放后进行A/D变换、存储，最后送给处理机,107,详尽讲解,我们可以这样来理解时间压缩现象： 输入信号的前沿在T0时刻进入色散延迟线，其瞬时频率为（f0-f），被延迟的时间为T1，而输入信号的后沿在T1时刻进入色

59、散延迟线，其瞬时频率为（f0+f），被延迟的时间为T0。因此，整个调频脉冲被压缩，并在T0+T1时刻离开色散延迟线。压缩接收机就是利用这个简单的基本思路将输入信号转换成窄脉冲的,108,详尽讲解,举例：设输入（被侦收）脉冲信号频率范围100MHz200MHz，脉冲宽度10S，接收机本振信号频率范围200MHz300MHz，扫频周期为100S，取上变频中频输出，则中频信号频率范围300MHz500MHz。由于输入信号出现的时间是随机的，讨论下列三种情况下，匹配滤波器（色散延迟线）输出情况。 输入信号频率为100MHz，从扫频起点t=0 S 进入接收机； 输入信号频率为100MHz，从扫频起点t=

60、50 S 进入接收机； 输入信号频率为200MHz，从扫频起点t=50 S时刻进入接收机,109,详尽讲解,输入(被侦收)脉冲信号频率为100MHz，脉宽10 S，t=0S脉冲进入接收机，混频后，由例图 (a)可见，对应中频输出为：(射频频率+本振频率)=(100+200) MHz =300 MHz，输入脉冲后沿对应的中频输出为：(100+210) MHz310MHz。再由例图(b)和(c)可得，该中频脉冲信号前沿300MHz延迟 200 S后离开压缩线，后沿310MHz延迟190S后离开压缩线，脉冲结束。最后整个脉冲被压缩至t=200S位置，如下图 (a)所示，说明t=200S位置对应于输入