高频功率放大器的结构与实现

第三章高频功率放大器的结构与实现,功率放大器是指能输出大功率信号的放大电路，它可以分为低频功放和高频功放两类。本章将讲述高频功放的工作原理。它区别于低频功放的根本原因在于信号的频率较高、信号的频带有限。,3.1概述3.2丙类谐振功放的结构和原理3.3实际丙类谐振功放的原理分析3.4谐振功放的耦合和设计原则3.5丙类倍频器3.6*宽带高频功率放大器3.7*功率合成与功率分配电路3.8*D、E类谐振功放,3.1概述,高频功率放大器可以分为窄带和宽带功率放大器两类。窄带和宽带是指有用信号的带宽大小。一般来说，信号最低频率fimin与最高频率fimax满足2fiminfimax关系时，放大电路被称为窄带放大器，如第二章讲述的高频小信号谐振放大器就是一例，本章讲述的C类(也称丙类)功放也是一例。与窄带放大器相对应的是宽带放大器，它的最大特点在于最低信号频率fimin的某些倍频仍属于有用频率范围。,常见的高频宽带功率放大器有A类(也称甲类)和B类(也称乙类)两种，它们的工作原理和结构与低频甲、乙类功放基本一样。对于放大部分，将取决于增益元器件本身在输出回路中消耗的平均功耗(也称管耗，用Pc来代表)。如果Pc小，则效率就高；反之，效率就低。下面就提高效率的基本思路介绍如下。,(1)通过减小增益元器件在信号周期内的导通时间，来提高功放效率。(2)设法减小导通时，增益元器件的功耗。(3)频带选通部分应选用本身耗能低的LC选频网络请参见本书附录A。,3.2丙类谐振功放的结构和原理,丙类谐振功率放大器也称为C类高频窄带功放。在增益元器件为放大管时，A、B、C类放大器的差别可通过输入单一正弦波信号来说明，A类功放的放大管应在整个输入信号周期内工作于放大状态；B类功放中的放大管只有半个周期处于放大状态，另半周则处于截止状态；C类功放中的放大管一般来说只有小于半周的时间工作于放大状态。,3.2.1非饱和下的丙类功放分析如=，则管子在整个信号周期内处于放大区，这时称管子为甲类工作状态；如=/2，则称管子处于乙类工作状态；如/2，则称管子处于丙类工作状态。严格说来，只要，且具有图中的特定电路结构就可称为丙类放大器，但由于实际中的均满足小于/2的条件，所以有丙类功放中放大管/2的说法。,【例3-2-1】设计一个C类放大器。采用N沟道增强型VMOSFET管子作为电路的增益元件，要求电路向负载R提供25W的功率，放大器效率为85%，忽略管子可变电阻区带来的影响。工作频率为50MHz，电源电压为+12V。,解：根据题意画出相应电路如图3-2-3所示。图中CD对交流短路，C和L谐振于工作频率。在忽略可变电阻区的影响条件下，可令：Vom=VDD=12V，那么R=122/(225)=2.88。由式(3-2-11)可得：=73.5o。又将IDm=2Po/Vom代入式(3-2-5)可得放大管的最大漏极电流IDm=7.884(A)。由式(3-2-2)有vDm=VDD+Vom=24V。,若设R、L、C回路的品质因素Q=5，则有：L=R/(Q)=1.8310-3(H)C=1/(L2)=5.52610-3(F)若取RFC的感抗RFC25ZL，则：,C类放大器的负载线可用下列方式确定。首先采用实验测量的方法描出iB(t)与vCE(t)的时间函数。接着将某一时刻的iB、vCE值，在三极管输出特性曲线上确定出一点，类似地定出其它时刻的对应点。最后，由这些点连结起来的曲线就为所需的负载线。,3.2.2进入饱和区的丙类功放分析在忽略放大管输出电压本身对输入特性产生影响的条件下，结合3.2.1节的分析和电路选频网络的特点，我们可以定性得出如下所示的丙类功放各电量间相互制约关系。,显然，在丙类功放输出选频网络的作用下，电路能有效地将iC中的无用频率分量消去，保证输出波仅与基波有关。因此，即使放大管进入饱和区工作，iC整个波形有所改变，功放也能够正常输出基波电压。为了便于与3.2.1节的非饱和情况相区别，我们常将有部分时间进入饱和的情况称为丙类功放的过压工作状态；否则，称为欠压工作状态；而将过压与欠压的临界情况称为临界工作状态。,首先，我们设理想情况下的三极管输出特性曲线如图3-2-5(a)所示。同时，设管子在饱和区内iC与vCE应满足公式式中，Scr近似为常数，表示了饱和线(或临界饱和线)的斜率大小，反映了iC基本只受vCE影响的性能特点。,图3-2-5,【例3-2-2】电路结构如图3-2-1(a)所示。三极管的Scr为0.41S，电路处于临界工作状态，电压利用系数=0.9，VCC=30V，导通角为90o。求Vom，R，Po。解：由电压利用系数定义，Vom=VCC=27V；考虑电路工作于临界状态，以及Scr的定义，可得：,在=90o条件下，由式（3-2-5）可得：,又由式（3-2-6）有：谐振时，又由式（3-2-7）得,3.2.3丙类功放的性能分析1.负载R的变化在其它条件不变，电路处于欠压工作时。由3.2.2小节的电量制约关系可知，iC波不随R变化，即Ic1m不会改变，而Vom会随R增加而增大。,2.输出回路直流电压VCC的变化无论电路原来处于什么工作状态，VCC的增加均会使三极管向远离饱和区的方向工作，VCC的减少会使三极管靠近或更深地进入饱和区工作。3.输入回路直流电压变化考虑到实际三极管输入电路的复杂性(见图3-3-1(a)，以及为了分析的方便，我们采用图3-2-9(a)的MOS管功放电路来进行分析。,4.输入交流信号的振幅变化若仍以图3-2-9(a)来说明，则当Vim增大时，场效应管栅极的最大vGmax也应增大，而导通角将向90靠近，这样漏极最大电流必然会增大。此例说明：在等幅正弦信号作用下，临界工作状态比欠压时的效率要高，而过压后则不会有较大的变化。对于Vim特性，可在调角波的接收电路中得到运用。,【例3-2-4】已知某一由场效应管组成的丙类功放，其输入回路如图3-2-9(a)所示。其中场效应管的转移特性如图3-2-11所示。当VGG=2V，Vim=2V时放大器处于临界工作状态，其效率为70%。试问：在其它条件下不变情况下，Vim由2伏变成1伏后，功放效率如何？,解：由于VGG=2V，所以无论Vim为何值，管子的导通角均为90o。又由已知的转移特性可知：Vim减半后，iD的最大值IDm也应减半。由式(3-2-3)和式(3-2-5)，ID1m和IDo也会减半。这样，利用式(3-2-9)可得到Vim减半后，值也应减半。此例说明：在等幅正弦信号作用下，临界工作状态比欠压时的效率要高，而过压后则不会有较大的变化。对于Vim特性，还可在调角波的接收电路中得到运用。,3.3实际丙类谐振功放的原理分析,3.3.1*晶体三极管等效电路描述当fs0.5f时，管子对外电路基本上呈现电阻性质，即无电抗效应，这时称管子工作在低频区。,当0.5ffs0.2fT时，管子的电阻性质会随着信号频率的增大而减弱，同时管子的结电容和极间电容效应也应该加以考虑。当0.2fTfsfT时，除要考虑管子中频工作时对外电路的那些影响外，还应该考虑电极引线在高频时呈现的电感性质，这时的管子处于高频区工作状态。,3.3.2*丙类功放输出电路的特性在图3-2-1(a)的并联谐振负载型丙类功放中，C、E端的交流电压本应为标准正弦波(在正弦激励下)。但若考虑到实际情况，C、E两端要保持标准的正弦交流波形是不可能的。第一，在管子C、E端的大电压变化情况下，从三极管的C、E极看进去的输出等效电容的变化是极大的。,第二，在管子饱和工作期间，饱和电流与vCE的特殊关系(见近似表达式，即式(3-2-14)决定了vCE(t)的负峰会受到低饱和电阻(1/Scr)的泻放而发生畸变。第三，如进一步考虑到在高频工作时，电路中的引线等引起的大量分布电抗和小数值L、C难以实现性，以及并联Q值不可能很大的实际情况，要得到理想的vo(t)也是不可能的。,由图3-3-1(a)，vc(t)的大小可通过电容Cc来计算。电容Cc上的电流为：i(t)=IdciCio由于容值Cc和电流iC的大小难于用数学式子来表达，从而导致了vc(t)的计算变得不可能进行。,图3-3-1丙类放大器典型原,3.3.3*丙类功放输入电路的特性3.3.4输入电路的直流馈电方式所谓馈电是指直流通路的情况。由于输出直流通路通常都与图3-3-1(a)类似，所以，下面只对输入回路的情况进行讨论。对晶体三极管来说，除了图3-3-1(a)之外，还有图3-3-3所示的两种基本输入馈电方式，它们的共同点是为发射结提供反偏直流电压，使管子导通角小于90。,对于大功率的MOSEFT，由于其输入电流基本为零，iD受vGS的控制，以及iD大于某一数值后，iD与vGS之间近似为线性关系的特点，MOSFET的输入电路可大为简化，即可直接将激励电压和直流偏置电压加到栅源之间。,3.4谐振功放的耦合和设计原则,初步设计包括两个方面的内容：一是对信源与放大器、放大器与负载联接方式的设计问题，即匹配网络的设计问题；另一个则是放大器本身的设计问题，它主要包括管子的选取、输入信号阻抗和输出负载阻抗的取值问题。3.4.1复制电路举例,【例3-4-1】某一晶体管，在146MHz，VCC=12.5V时，按图3-3-1(a)类似电路给50负载提供20W的输出功率(PL)，电路功率增益GP=10.8dB，并且大信号阻抗Zc=3.3j1.7，ZB=1.64j0.78。试说明含义。,解：题中的大信号阻抗理解为上述特定晶体管的电路指标下，三极管C、E间外接基波交流负载阻抗和B、E间看出的基波阻抗的最佳值已经给定，见图3-4-1。如考虑到RFC1、RFC2的交流阻抗很大，即实际可取,有关Zo和Zs的进一步确定在3-4-3小节的匹配网络部分中讲解。,因为GP=10.8dB，而在Zo和Zs网络中，只有负载RL和信源内阻Rs消耗能量，则输入三极管的能量，也就是信源输出的能量为若这时已知集电极效率为60%，则直流电源输出功率为：Pd=Po/60%33.33(W)，流过RFC2的直流电流Idc/VCC=2.67(A)。,3.4.2*由实际需要确定丙类功放的元件参数【例3-4-2】现需设计一功率放大器，工作频率为170MHz，输出功率为10W。电路工作于临界状态的C类放大器。解：首先，讨论三极管应满足的条件,1为了减小工作频率的变化对管子放大倍数的影响，也为了使管子的引线电感，结电容等电抗分量的影响最小，应使所选管子的fT越大越好。但限于成本和实际管子的制造水平，管子的fT与工作中心频率fs应满足下式：,2由题知，电路的输入信号应为等幅、频率可变的信号，如第九章讲的调频信号，这样管耗可认为基本恒定。如输出负载网络中只有负载消耗能量，则管耗为Pcmax=Po/Po。,对于丙类功放，一般效率可认为只有70%左右(如要大，则必然很小，vBE反向电压将增大，管子容易损坏)，如同时考虑到管子的散热情况和环境温度的变化，则所选三极管的PCM应满足下式：PCM2.5Pcmax10.7(W)管子散热的好坏与散热片的大小、散热方式有直接的联系。必要时可采用水冷，风冷或油冷等，也可选用PCM大的三极管。,3对三极管V(BR)CEO的要求。在考虑到管子的二次击穿，谐波电压，以及在调试中出现的失谐情况，应有下式的限制。V(BR)CEO3VCC理论上V(BR)CEO越大越好。但在注意到功率三极管的制造结构后，为减小引线电感和饱和压降，V(BR)CEO又不能取得太大。,4对三极管ICM的要求。如考虑到输入信号的频率范围，以及电路的基本正常工作等实际情况，ICM应满足：ICM2Idc=2(Po/)/VCC不过，一般来说ICM并不是一个管子损坏的指标，因此，只要满足PCM的要求时，实际流过管子的iCmax可超过ICM。此外，ICM还与工作频率有关系，只是这一关系并不好确定。总之，式(3-4-4)只能作为粗略估计的关系式。,综合上述条件，查阅大功率三极管手册，可选取3DA22B，其指标为：PCM=15W，T400MHZ，ICM=1.5AVCE(sat)1.5A，V(BR)CEO55V，Cob40pF通过相应的计算，可取电路VCC=20V，Idc=0.71A。,现在，我们再来讨论管子交流通路的ZB和，如图3-4-2所示。忽略三极管输出引线电感后可分析如下：对输出回路，C、E端的并联等效电阻R为：,图3-4-2丙类功放阻抗设计,其中，Coe2Cob=80pF，由于Cob为管子在低频运用时的参数，因此这里的Coe只能作为一近似估值。若再考虑电路的分布电容等，实际电路中应在ZL内安排可调电容元件才行。由式(3-4-6)可得ZL=9.64()，RFC2=25ZL/s=0.23(H)。,对输入回路，一般来讲只能通过实验来求得ZB和最大输入信号。ZB的典型值是几欧的电阻与几欧的电感相串联，但对工作频率相对fT较低时，ZB可认为是电阻与电容的串联，其中，在输出Po=1020W时，由经验可得电阻大约为25；在Po=510W时，电阻值约为37；在Po=15W时，电阻值为715；Po小于1W时，电阻值约为1530。,对于VMOSFET，ZB较大，并且通常都呈容性。另外，还应注意：在输出Po不变的条件下，输入信号振幅应随fs增大而增大。其具体数值由实验得出。,3.4.3耦合电路耦合电路是为解决电信号能否有效地进行传输提出来的。1.基本阻抗变换电路如图3-4-3所示电路，现需将图(a)的串联形式等效变换成图(b)的并联电路结构。,图3-4-3串并联等效变换,2.运用举例现以3.4.1小节中的例题为例说明如下。图3-4-4(a)表示要达到的目的。图(b)为满足Zo条件下的一种电路结构。按照3.3.2小节的分析，图(b)中的串联电感是必不可少的，而且其电感量大一些较好；同时，必须有与电感相串联的电容，但对其容量的大小没有限制。,图3-4-4匹配网举例,3.常用L、C匹配网络表3-4-1为常用匹配网络和计算公式及其运用条件。在这些公式推导过程中，Q本来是有固定意义的，其实际取值也只能为210。,3.4.4调整与调谐调谐是指将放大器的各个谐振回路调整到输入信号频率上，以保证有用功率的最大传递和减小无用功率信号在各元器件之间的交换。调整是指在基频下的匹配电阻大小的调整，以使信号源能向放大管输入端提供最大的信号，使放大管能向负载提供最大的功率输出。,第一，由于分布参数的存在，设计的不精确性等因素，使得在电路中总安排了可调的电抗元件。第二，调谐和调整是不可分的。,3.5丙类倍频器,倍频器是指输出信号频率为输入信号频率整数倍的频率变换电路。如为两倍时，就称为二倍频器；如为三倍时，就称为三倍频器。倍频器的实现电路有二极管倍频器，阶跃恢复二极管倍频器，丙类晶体管倍频器和D类晶体管倍频器等。,【例3-5-1】设计一个二倍频器，它在VCC=12V时，向负载提供0.5W的功率。放大器工作于临界状态，VCE(sat)=0.5(V)。解：,为了获得最大输出，可通过改变输入激励和偏置使=2/3n=60o，这时：,代入式(3-5-1)可得：Idc0.07(A)代入式(3-5-4)可得：59.5%最后，应注意丙类倍频器一般不能工作在过压状态，否则管子容易超过极限参数而损坏。,3.6*宽带高频功率放大器,宽带高频功率放大器又称为线性高频功放。它的主要特点是不具有滤除各次谐波的输入、输出选频网络。因此它具有如下性质：第一，功放中的放大器件只能对输入信号进行即时的、同比例的线性放大，不能产生输入没有的频率成分，因此只能采用甲、乙类线性功率放大器；,第二，为使功率有效传输，在放大器与信源之间、放大器与负载之间都要有能在高频范围内起作用的宽带匹配网络。在低频电路的学习中，我们知道一个放大器总是有一定的频率范围，如用宽带和窄带来衡量，低频放大器一般都称为宽带放大器。,3.6.1传输线变压器及其阻抗变换传输线变压器是利用传输线的原理绕制的特殊变压器，它具有频带宽的特点。3.6.2传输线变压器的非理想情况传输线变压器由于具有传输线和变压器的共同特点，因而在分析它的非理想性时，应从这两方面加以考虑。,我们已经知道常规变压器的下限截止频率fL主要是由变压器初、次级绕组的电感量不为无穷大造成的。要减少匝间的分布电容必须加大匝间距离。在传输线变压器中是采用增加初级(或次级)匝间的距离和利用高导磁率的磁芯来减少匝数实现的。对于初、次级间的分布电容等分布参数带来的影响，现分析如下。,综上所述：只要能满足传输线变压器同一端的电流总能一进一出成相等关系的话，上面各等式就成立。由此得到的各输入阻抗均与Zc、l有关。其中，与信号频率成正比，即信号频率的改变将会引起Zi的变化，从而最终影响了传输线变压器的上限截止频率。,此外，在设计变压器时，还应考虑实际产生的磁通是否小于所选磁芯的饱和磁通值Bm。具体表达式如下：式中，为初级绕组上的压降；N为初级匝数；Ae是变压器的有效横切面积，单位为cm2。,3.7*功率合成与功率分配电路,这种将功率合成起来的网络称为功率合成电路。由此我们看到要实现上述大的功率输出，一定要使原多个小功率放大器的输入激励信号同相才行，实现同相的最简单电路是将一功率信号源能量进行分配的功率分配电路。,3.7.1功率分配器1.同相分配器2.反相分配器3.7.2功率合成器及线性功放电路图3-7-3为一功率合成器。由图可见，它实际为反相功率分配器的逆运用。,图3-7-3反相功率合成器,变压器Tr1将输入信号耦合到VT1和VT2管上，使它们轮流工作。该电路还具有克服非线性失真的能力。一是由2N5190、1N1997和两个10H的电感等元件组成的克服交越失真的电路；二是通过Tr2为中心的反相功率合成电路进一步消除VT1、VT2管输出的偶次谐波分量(即功率合成器的共模输入分量)带来的影响。,3.8*D、E类谐振功放,D、E类谐振功放的输出回路是由窄带滤波器谐振回路构成的。它们与C类相比，最大的优点是具有高的效率，理论上效率可达到100%。在C类功放中，由于导通期间流经放大管的iC和vCE乘积不为零，甚至有时还较大，因而放大管的平均功耗不为零。,3.8.1D类功放原理与设计考虑D类功放采用两只极间电容很小的高速开关功率晶体管构成，电路结构如图3-8-1(a)所示。为便于分析，我们首先假设图中的晶体管只起短路(导通)和开路(截止)的作用。在导通时管子C、E间的压降为零，截止、时C、E端无漏电电流流过。,图3-8-1互补电压开关型D类功,值得一提的是：采用VMOSFET实现D类功放时，由于管子在制造时就已经在D、S间加上了反向的保护二极管，因而在电路中就没有必要再加反向二极管了。图3-8-3是