UC3875正弦波逆变电源设计-.doc

湖南工程学院课程设计任务书 课程名称： 电力电子技术 题 目：UC3875正弦波逆变电源设计 专业班级： 自动化1291 学生姓名： 学号： 指导老师： 赵葵银、唐勇奇等 审 批： 任务书下达日期 2014 年 12 月 15 日 设计完成日期 2014 年 12 月 26 日 设计内容与设计要求一 设计内容：1 电路功能：1） 逆变就是将直流变为交流。由波形发生器产生50Hz、幅度可变的正弦波，与锯齿波比较后，再通过PWM电路，输出SPWM波，经过驱动电路驱动逆变电路进行逆变，再经过高频变压器与滤波电路输出-50Hz的正弦波。2） 电路由主电路与控制电路组成，主电路主要环节：高频逆变电路、滤波环节。控制电路主要环节：正弦信号发生电路、脉宽调制PWM、电压电流检测单元、驱动电路。3） 功率变换电路中的高频开关器件采用IGBT或MOSFET。4） 系统具有完善的保护2. 系统总体方案确定3. 主电路设计与分析1）确定主电路方案2）主电路元器件的计算及选型3）主电路保护环节设计4. 控制电路设计与分析1） 检测电路设计2） 功能单元电路设计3） 触发电路设计4） 控制电路参数确定二 设计要求：1 要求输出正弦波的幅度可调。2 用UC3875产生脉冲3 设计思路清晰，给出整体设计框图；4 单元电路设计，给出具体设计思路和电路；5 分析所有单元电路与总电路的工作原理，并给出必要的波形分析。6 绘制总电路图7 写出设计报告； 主要设计条件1 设计依据主要参数1） 输入输出电压：输入（DC）+315V、220V（AC）2） 输出电流：4A3） 电压调整率：1%4） 负载调整率：1%5） 效率：0.8 2. 可提供实验与仿真条件 说明书格式1 课程设计封面；2 任务书；3 说明书目录；4 设计总体思路，基本原理和框图（总电路图）；5 单元电路设计（各单元电路图）；6 故障分析与电路改进、实验及仿真等。7 总结与体会；8 附录（完整的总电路图）；9 参考文献；10. 课程设计成绩评分表 进 度 安 排 第一周星期一:课题内容介绍和查找资料； 星期二:总体电路方案确定 星期三:主电路设计星期四:控制电路设计 星期五:控制电路设计；第二周星期一: 控制电路设计星期二：电路原理及波形分析、实验调试及仿真等星期四五:写设计报告，打印相关图纸； 星期五下午:答辩及资料整理 参 考 文 献1石玉，栗书贤电力电子技术题例与电路设计指导机械工业出版社，1998. 2王兆安，黄俊电力电子技术（第4版）机械工业出版社，2000.3浣喜明，姚为正电力电子技术高等教育出版社，2000.4莫正康电力电子技术应用（第3版）机械工业出版社，2000.5郑琼林，耿学文电力电子电路精选机械工业出版社，1996.6刘定建，朱丹霞实用晶闸管电路大全机械工业出版社，1996.7刘祖润，胡俊达毕业设计指导机械工业出版社，1995.8刘星平电力电子技术及电力拖动自动控制系统校内，1999.目录第1章 概述1第2章 系统总体方案2 2.1 主电路方案2 2.2 控制电路方案2 2.3 系统框图3第3章 主电路设计4 3.1 主电路结构设计4 3.2 MOSFET单相桥式电压型逆变电路的调制法4 3.3 主电路保护设计5 3.3.1 缓冲电路设计5 3.3.2 功率开关MOSFET的过电压保护电路设计6 3.4 主电路计算及元器件参数选型7 3.4.1 滤波电容和电感的选型7 3.4.2 续流二极管的选型7 3.4.3 快速熔断器的选择7 3.4.4 电力MOSFET的选择7第4章 单元控制电路设计8 4.1 主控制芯片的说明及其外围元件设计8 4.2 控制方法及控制功能单元电路设计9 4.2.1 正弦波产生电路的设计 9 4.2.2 检测及控制保护电路设计10 4.3驱动电路设计11第5章 实验与仿真12 5.1 实验步骤13第6章 总结14附录15评分表16第1章 概述 电力电子技术是一门新兴的应用于电力领域的电子技术，就是使用电力电子器件（如晶闸管，GTO，IGBT等）对电能进行变换和控制的技术。电力电子技术所变换的“电力”功率可大到数百MW甚至GW，也可以小到数W甚至1W以下，和以信息处理为主的信息电子技术不同电力电子技术主要用于电力变换。 所谓逆变电源，就是一种能够将 DC12V 直流电转换为和市电相同AC220V交流电，供一般电器使用，是一种方便的电源转换器。此外正弦波逆变电源有着广泛的用途，它可用于各类交通工具，如汽车、各类舰船以及飞行器，在太阳能及风能发电领域，逆变器有着不可替代的作用。 现运行的综合自动化变电所中，一般设后台监控微机，通讯设备大多为微波及光纤机等，此类监控和通讯设备工作电源为逆变电源可直接利用所用直流电源系统的大容量蓄电池提供交流电源，避免了蓄电池组的重复投资，减少了维护工作量，降低了运行成本。 变电所中装设的直流电源系统，可靠性高、寿命长，因此采用直流动力逆变器方案，利用所用直流电源系统的监控功能和逆变器的通讯功能可远方实时监视逆变电源的运行状态，解决了无监控，容易出现蓄电池损坏又不能及时发现的问题。由于变电所直流电源系统蓄电池的大容量，电网断电后护肤品不间断供电时间大大延长，真正起到了保安电源的作用，提高了其供电可靠性。 由于新一代 DC/AC 电力逆变器的超隔离输出，超强的抗干扰能力，强大的通讯功能，在农村综合自动化变电所中采用直流动力逆变器方案，具有较好的运行经济性、可靠性和安全性，真正实现无人值守对设备工作电源的监控要求。第2章 系统总体方案2.1 主电路方案 单相逆变器的结构可分为半桥逆变器、全桥逆变器和推免逆变器等形式。本课题采用MOSFET作为开关器件的单相全桥电压型逆变电路。功率开关器MOSFET要有保护电路、缓冲电路和驱动电路。逆变器通常作为二次电源使用，其输入脉动直流电流污染了直流电源，必然要影响到直流电源的其他用电设备。因此，为了使输入电流平稳化和谐波降低到允许值，必要设置输入滤波器。输入滤波器有双重功能，既能抑制从直流电源来的瞬变量，又能抑制逆变器对直流电源产生的瞬变量和噪音。所以设置了单级LC直流输入滤波器。逆变器的输出电压波形除了基波分量外还含有谐波分量。脉宽调制波虽然消除了低次谐波，但还含有高次谐波。所以必须设置输出滤波器。选用单级LC交流输出滤波器。2.2 控制电路方案 PWM控制技术是通过控制电路按一定规律来控制开关管的通断,以得到一组等幅而不等宽的矩形脉冲波形并使其逼近正弦电压波形。其方法有模拟方法和数字方法两种，其中模拟方法的电路比较复杂,且有温漂现象，会影响精度,降低系统的性能。数字方法则是按照不同的数字模型用计算机算出各切换点并将其存入内存,然后通过查表及必要的计算生成PWM波，因此数字方法受内存影响较大,且与系统精度之间存在着矛盾。考虑到现实条件本课题选用模拟方法实现PWM控制。 实现全桥逆变器的移相PWM控制的方法很多，比如：采用分立器件进行逻辑组合，采用专用的集成控制芯片，采用DSPCPLD数字实现等。第一种方法较为复杂，不利于工业应用，第三种方法的成本相对较高；而采用专用的集成控制器是电源开发设计者们较多采用的方法。当今应用较多的移相全桥集成控制芯片主要是UC3875和UC3875/6/7/8系列。 SPWM正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式。 单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频）另一个桥臂始终为高频，（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。 双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率）。虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。单极性倍频调制方式的特点是输出SPWM波的脉动频率是单极性的两倍，4个功率管都工作在较高频率（载波频率），因此，开关管损耗与双极性相同。为了得到较平滑的正弦输出电压波形，本课题选用双极性PWM控制方式。2.3 系统框图 系统总体方案框图如图2-1所示。直流输入交流输出高频逆变电路滤波电路过流保护电路过压保护电路路驱动电路脉宽调制PWM正弦信号产生电路图2-1 系统框图第3章 主电路设计3.1 主电路结构设计 主电路图如图3.1所示，包括直流电压源输入、直流滤波环节、高频逆变电路、交流滤波环节、交流输出等部分。图3-1 主电路图3.2 MOSFET单相桥式电压型逆变电路的调制法V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。控制规律如下： 在输出电压uo正半周，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，负载电压uo等于直流电压Ud；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因io为负，故io实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud；V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。这样uo总可得到Ud和零两种电平。同样在uo负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压uo可得到-Ud和零两种电平。 控制V3和V4通断的方法如图3.2所示。在ur的半个周期内，三角载波有正有负，所得的PWM波也是有正有负。在ur的一个周期内，输出的PWM波只有d两种电平。在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制U各MOSFET的通断。在ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当uruc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，这时如果io0，V1和V4通，如io0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都是输出uo=Ud。当uruc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号，这时如果io0，则VD2和VD3通，不管哪种情况都是uo=-Ud。 按照这种调制方法在高频变压器的副边得到-SPWM波形，经过LC滤波后，得到-50Hz的正弦波，调节正弦波的幅度便可调节输出电压的大小。图3.2 双极性PWM控制方式波形3.3 主电路保护设计 为使主电路长期稳定、安全可靠地工作，必须设计各种类型的保护电路，避免因电路出现故障、使用不当或条件发生变化而损坏电路上的零器件。主电路的保护分为两大类：第一类是高频功率开关MOSFET的保护。包括设置缓冲电路软化开关过程，设置功率开关MOSFET的过压保护和过流保护。第二类是线路的保护，主要包括过流保护装置（如保险管、自恢复保险丝、熔断电阻器等）、启动限流保护、输入欠压保护电路、输入过压保护电路。3.3.1 缓冲电路设计 为了将功率器件的热应力和电应力限制在安全工作区内，提高电路的可靠性，必须设置缓冲电路软化开关过程。合理的缓冲电路，不但降低了功率器件的浪涌电压du/dt和浪涌电流di/dt，而且还减低了器件的开关损耗和电磁干扰，避免了器件的二次击穿。功率开关的有损耗RCD缓冲电路如图3.3所示。缓冲电路由缓冲电阻Rs、缓冲电容Cs和阻尼二极管VDs组成，工作原理为：当功率开关V关断后，漏感中的能量通过VDs对Cs充电，一直到Cs端电压为Uce-Uvds；V导通时，Cs经Rs和V放电，能量主要被Rs消耗。如果没有缓冲电路，漏感中的能量将全部由功率开关消耗，因此，缓冲电路减轻了功率开关的负担。图3.3.1 缓冲电路3.3.2 功率开关MOSFET的过电压保护电路设计 保护电路如图3.3.2所示。Uds为施加在 MOSFET上的电压，通过两串联电阻分压取样，取样电压与给定电压通过比较器输出控制信号，如果过压则切断电路。具体实现方法为：控制信号加在晶体管的基极，在晶体管回路中串接一继电器的线圈，如果过压则晶体管回路导通，继电器线圈得电，控制继电器断开主电路回路。图3.3.2 功率开关过压保护电路3.4 主电路计算及元器件参数选型3.4.1 滤波电容和电感的选型 滤波电容一般根据放电时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，电容量也越大，一般不作严格计算。输入滤波电容取C=9900F。耐压为1.5Vdm=1.5*160=240V，取250V。即选用9900F，250V电容器。输出滤波电容选用14F/200VCBB电容，耐压200V。 输入滤波电感L=9?H。输出滤波电感选用0.7mH的电感。3.4.2 续流二极管的选型 选用二极管时，主要应考虑其最大电流、最大反向工作电压、截止频率及反向恢复时间等参数。二极管承受最大反向电压：U=Sqrt(6)*U2=196V考虑3倍裕量，则U=3*196=588V，取600V。最大电流按Idn=（1.52）Kfb*Id来计算选择。3.4.3 快速熔断器的选择 快速熔断器用于过电流的保护，它的断流时间在10 ms以内，快速熔断器的熔体额定电流IN按下式选择： ITm=IN=1.57ITN Itm20.577IN=20.5774A=4.63.4.4 电力MOSFET的选择 电力MOSFET的驱动电路简单，需要的驱动功率小。开关速度快，工作频率高。热稳定性优于GTR。电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。 当漏源极间加正电源，栅源极间电压为零时，器件截止；在栅源极间加正电压UGS，器件导通。 选择型号为IRFP460LC的电力MOSFET，其导通时间为95ns，关断时间为83ns。开关时间短，适用于高频开关电路。第四章 单元控制电路设计4.1 主控制芯片的说明及其外围元件设计 PWM控制器采用TexasInstruments公司生产的全桥移相控制集成电路UC3875，其引脚排列如图4.1.1所示各引脚的名称、功能和用法如下。图4.1.1 UC3875引脚排列图 管脚1可输出精确的5V基准电压，其电流可以达到60mA。管脚2为电压反馈增益控制端，当误差放大器的输出电压低于1V时实现0相移。管脚3为误差放大器的反相输入端，该脚通常利用分压电阻检测输出电源电压。管脚4为误差放大器的同相输入端，该脚与基准电压相连，以检测E/A（）端的输出电源电压。管脚5为电流检测端，该脚为电流故障比较器的同相输入端，其基准设置为内部固定2.5V（由VREF分压）。管脚6为软起动端，当输入电压（VIN）低于欠压锁定阈值（10.75V）时，该脚保持地电平，VIN正常时该脚通过内部9A电流源上升到4.8V，当如果出现电流故障时该脚电压从4.8V下降到0V，此脚可实现过压保护。管脚7、15为输出延迟控制端，通过设置该脚到地之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。管脚14、13、9、8为输出OUTAOUTD端，该脚为2A的图腾柱输出，可驱动MOSFET和变压器。管脚10为电源电压端，该脚提供输出级所需电源，Vcc通常接3V以上电源，最佳为12V。此脚应接一旁路电容到电源地。管脚11为芯片供电电源端，该脚提供芯片内部数字、模拟电路部分的电源，接于12V稳压电源。为保证芯片正常工作，在该脚电压低于欠压锁定阈值（10.75V）时停止工作。此脚应接一旁路电容到信号地。当电源电压超过欠压锁定阈值时，电源电流（IIN）从100A猛增到20mA。如果接一旁路电容，它就很快脱离欠压锁定状态。管脚12为电源地端。其它相关的阻容网络与之并联，电源地和信号地应一点接地以降低噪声和直流降落。管脚16为频率设置端，该脚与地之间通过一个电阻和电容来设置振荡频率，具体计算公式为：f=4/（RFCf）管脚17为时钟/同步端，作为输出，提供时钟信号；作为输入，该脚提供一个同步点。最简单的用法是：具有不同振荡频率的多个UC3875可通过连接其同步端，使它们同步工作于最高频率。该脚也可使其同步工作于外部时钟频率，但外部时钟频率需大于芯片的时钟频率。管脚18为陡度端，该脚接一个电阻Rs将产生电流以形成斜波，连接这个电阻到输入电压将提供电压反馈。管脚19为斜波端，该脚是PWM比较器的一个输入端，可通过一个电容CR连接到地，电压以下式陡度建立：dv/dt=Vs/(RsCR)该脚可通过很少的器件实现电流方式控制，同时提供陡度补偿。管脚20为信号地端，GND是所有电压的参考基准。频率设置端（FREQSET）的振荡电容(Cf)，基准电压（VREF）端的旁路电容和VIN的旁路电容以及RAMP端斜波电容(CR)都应就近可靠地接于信号地。4.2 控制方法及控制功能单元电路设计 4脚接从直流端引出的取样电压，当过压时输出关断。在 脚与地之间连接一电容，设置软启动时间。9脚与地之间接一电容，10脚接一稳定的12V电压并与GND之间接一电容。14脚与GND之间接一陶 瓷电容。8脚与GND之间接一电阻和连接在CT与GND之间的电容来决定锯齿波的上升边。19脚与CT脚直接相连。4.2.1 正弦波产生电路的设计 正弦波产生电路如图4.2所示。正弦波发生器由两部分组成，前半部分为RC串并联型正弦波振荡器，振荡频率设定在50Hz ，调节电位器RP1可调节正弦波峰-峰值，从而调节SPWM信号的脉冲宽度以及逆变电源输出基波电压的大小。正弦波发生器的后半部分为移位电路，将正负对称的正弦波移位到第一象限，并使正弦波的谷点在0.9V以上。 脚3引入正弦波发生器，与芯片内产生的锯齿波相叠加，产生正弦波脉宽调制波控制信号，控制驱动电路来控制MOSFET的通断。改变正弦波的幅值，即改变调制度M（调制度定义为正弦波调制波峰Unm与锯齿波载波峰值Utm之比，即M=Unm/Utm）就可以改变输出电压的幅值。具体波形如图3.2所示。图4.2.1 正弦波产生电路4.2.2 检测及控制保护电路设计 功率开关过电流保护电路如图4.2.2所示。利用电流互感器T检测变压器原边电流，整流器D将检测到的电流信号整流后送到反向比较器的反向输入端，与正向输入端的给定信号相比较，将控制信号送入UC3875内的误差放大器的反向端。改变P12的阻值可调节给定值。图4.2.2 功率开关过流保护电路 输入欠电压、过电压保护电路如图4.2.3所示。其工作原理是：通过R1和R2串联分压获取直流输入电压源的采样电压，一部分经反向比较器与给定电压相比较，如果低于给定则反向比较器输出高电平。一部分经正向比较器与给定电压比较，如果输入过电压，则输出高电平，然后两个保护信号经过一个或门，只要有一种故障发生，得到故障信号，通过二极管接到UC3875的电流检测端CS，使UC3875的输出全部关断。图4.2.3 输入欠电压、过电压保护电路4.3 驱动电路设计 设计的驱动电路如图4.3.1所示。它由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦Vo1，R1和R2，中间级的VT1，推挽输出电路VT2和VT3，对高频干扰信号进行滤波的C1；5V基准部分包括R4，VZ1和C2，它既为MOSFET管提供5V的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是： 当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使VT1基极电位迅速下降，VT1截止，导致VT2导通，VT3截止，电源通过VT2，栅极电阻R5，使MOSFET管导通。 当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使VT1基极电位上升，VT1导通，导致VT3导通，VT2截止，MOSFET管栅极电荷通过VT3，栅极电阻R5迅速放电，5V偏置电压使之可靠地关断；电阻R5和稳压管VZ2，VZ3用以保护MOSFET管栅极不被过高的正、反向电压所损坏。 光耦Vo1采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足要求。图4.3.1 驱动电路第五章 实验与仿真 考虑到实际实验条件，MCL-11实验挂箱和双踪示波器进行实验和仿真。挂箱上的电路与我自己设计的控制芯片改用SG3525，正弦波产生电路用幅度可调的正弦波发生器代替。具体实验电路如图5.1所示。 图5.1 实验电路图5.1 实验步骤MOS 管的驱动波形