（通信与信息系统专业论文）短波信道中的turbo均衡研究.pdf

摘要 摘要 由于短波通信的固有特点，它一直是无线通信、特别是军事通信的主要手段 之一。近年来，短波通信的发展对数据传输速率和实时性提出了更高的要求。这 就意味着数据传输对信道畸变和多径效应产生的码间干扰( i s i ) 更敏感，因而要求研 制更高效的均衡器。 本文首先研究了存在i s i 的多径信道的短波通信系统模型，把恶劣的短波信 道建模成一个完全因果的便于处理的离散时间模型；其次，研究了几种常用的均 衡器结构和均衡方法；然后，探讨了t u r b o 码编码原理，研究基于最大后验概率的 m a p 算法和基于软输出的v i t e r b i ( s o v a ) 译码算法，并根据这两种典型译码算 法的共同特性，以及系统采用的高阶调制解调技术，提出了两种改进译码算法， 并从迭代次数和复杂度两方面进行了仿真分析；最后基于典型的线性均衡和非线 性均衡方法，研究了几种t u r b o 均衡算法，着重研究了线性m m s e 均衡算法，并 给出其简化复杂度算法；源于减小算法复杂度的要求，给出了一种采用软干扰抵 消( s i c ) 思想的均衡算法。 关键字：码问干扰m a ps o v at u r b o 均衡m m s e a b s t r a c t a b s t r a c t i - i fc o m m u n i c a t i o np l a y sa l li m p o r t a n tr o l ei nw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n s ，e s p e c i a l l yi nt h e m i l i t a r yc o m m u n i c a t i o n s b e c a u s eo fi t si n h e r e n tc h a r a c t e r i s t i c s i nr e c e n t y e a r s ，h i 曲 t r a n s m i s s i o ns p e e da n db e t t e rr e a l t i m ep e r f o r m a n c eh a v eb e e nr e q u i r e d t h i sm e a n s l a tt h ei n t e r s y m b o li n t e r f e r e n c e ( i s dc a u s e db yc h a n n e ld i s t o r t i o na n dm u l t i p a t h b e c o m e sm o r es e r i o u s b e t t e rp e r f o r m a n c ee q u a l i z e ri sr e q u i r e d a tt h eb e g i n n i n go ft h i sd i s s e r t a t i o n ，h fc o m m u n i c a t i o ns y s t e mm o d e l 丽mi s ii s d e s c r i b e db yd i s c r e t e t i m ef i l t e rm o d e l ，a n dd i f f e r e n tf r a m e so fe q u a l i z e ra n dd i f f e r e n t a r i t h m e t i co fe q u a l i z a t i o na r ei n t r o d u c e d t h e nt h ep r i n c i p l eo ft u r b oc o d e si sd i s c u s s e d b a s e do nt h ec o m m o nc h a r a c t e r i s t i c so ft h em a x i m u ma - p o s t e r i o rp r o b a b i l i t y ( m a p ) a n ds o f to u t p u tv i t e r b ia l g o r i t h m ( s o v a ) ，t w oi m p r o v e dd e c o d i n ga l g o r i t h m sa r e g i v e n b a s e do ni t e r a t i v ct i m e sa n dc o m p l e x i t yo fm e t h o d ，t h e s em e t h o d sa r ec h e c k e d b ys i m u l a t i o n f i n a l l yt u r b oe q u a l i z a t i o na l g o r i t h m sa r ed i s c u s s e da n dc o m p a r e df o r l i n e a r - e q u a l i z a t i o n a n dd f e e q u a l i z a t i o n t h el i n e a r - m m s em e t h o da n di t s a p p r o x i m a t ei m p l e m e n t a t i o na r ee s p e c i a l l yo b t a i n e d a ne q u a l i z a t i o nm e t h o db a s e d o n s o f ti n t e r f e r e n c ec a n c e l l a t i o n ( s i c ) i sg i v e ni no r d e rt od e c r e a s ec o m p l e x i t y k e y w o r d ：i s im a p s o v at u r b oe q u a l i z a t i o nm m s e 声明 西安电子科技大学 学位论文创新性声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中加以标注和 致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果； 也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明 并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处， 本人签名：垃 本人承担一切相关责任。 日期： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证离 校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学校 有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或 部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。( 保密的论文在解 密后遵守此规定) 本学位论文属于，在一年解密后使用本授权书。 本人签名： 导师签名：日期：益么 豇缓姓锥 第一章绪论 第一章绪论 1 1 引言 自从1 9 2 1 年一次意外事故，短波被发现可实现远距离通信以来，短波通信迅 速发展，成为了世界各国中、远程通信的主要手段，被广泛地用于政府、军事、 气象、商业等部门，用于传送电报、电话、传真、低速数据和图像、语音广播等 信息。在卫星通信出现以前，短波在国际通信、防汛救灾、海难救援以及军事通 信方面发挥了独特的重要作用。从2 0 世纪初一直到上世纪6 0 年代中期，短波通信 一直是远距离通信，特别是洲际通信的主要手段。人们利用短波传输的特性实现 了能传送几千公里甚至上万公里距离的短波通信【l 】。 与卫星通信、地面微波、同轴电缆、光缆等通信手段相比，短波信道不需要 建立中继站，因而建设和维护费用低，建设周期短；设备简单，电路调度容易， 临时组网方便、迅速，具有很大的灵活性；对自然灾害和战争的抗毁能力强；这 些都是短波通信被长期保留，至今仍然被广泛使用的主要原因。 然而电离层不稳定的局限性，导致信号传输质量的不稳定，产生干扰以及数 据传输误码等。此外，短波通信受带宽限制，信道非常拥挤，信道之间的相互干 扰十分严重。因此到6 0 年代卫星通信出现后，长距离大容量的无线通信便被卫星 通信所取代，短波通信的发展进入低潮。 随着微型计算机、移动通信和微电子技术的迅速发展，短波通信技术有了新 的突破性进展。8 0 年代以来，人们在短波通信设备中采用了数字信号处理技术、 自适应技术、跳频技术以及高速数据传输技术等新技术，不断提高短波通信的质 量和数据传输的速率，增加了新的业务功能，使短波通信再次得到广泛应用。尽 管当前新型无线电通信系统不断涌现，短波这一古老和传统的通信方式仍然受到 全世界普遍重视，不仅没有被淘太，还在快速发展。 1 2 短波信道干扰特性 短波通信是无线电通信的一种，其波长在1 0 m , - , 1 0 0 m 之间，频率范围 3 m h z , - , 3 0 m i - - i z 。短波频段的电波传播有两种形式：地波传播和天波传播。在远距 离通信中，一般都采用天波传播方式进行通信。对天波而言，短波信道是一种时 变色散的信道，它利用电离层的反射传送信息。由于电离层是分层、不均匀、各 向异性、随机、有时空性的介质，因此短波信道存在多径时延、衰落、多普勒频 移( 相位起伏) 、频移扩散、近似高斯分布的白噪声和电台干扰等一系列复杂现象。 2 短波信道中的t u r b o 均衡研究 总而言之，短波通信中需要克服以下现象【4 】： 多径效应：由于信号通过电离层的不同层反射，而且有可能多次反射使信号 跨越非常远的距离，导致同一个信号可能通过不同的路径在不同的时间到达接收 机。最早到达与最后到达的信号之间的时间间隔，称为时延。在这个时延范围内 存在有用信息，表现在时域上就是有多个峰值，这称之为多径效应。多径效应会 引起衰落，它使信号幅度减小，甚至完全消失，这是造成短波数传中出现突发错 误的主要原因；同时多径效应还会引起波形展宽，使传输的数据受到码间干扰( i s i ) ， 从而限制了数据传输的速率。 多普勒频移：由于波源和接收机之间存在着相互运动而造成接收机接收到的 频率与波源发出的频率之间发生变化，称之为多普勒频移。电离层多次反射，导 致信号所经过的路径长度不断变化。信号传播路径长度的动态变化，会使频率升 高和降低，这种现象也是多普勒效应。在同时具有许多不同长度信号路径的电离 层传播的情况下，到达接收机的各个信号也会有相对的速度变化。这意味着在电 离层的各个反射会使信号处于另一种多普勒效应之下。也就是说，在一个频率上 发射的载波，有多次反射，每次反射都可以觉察到向上或向下轻微的频率偏离， 最高与最低频率偏移之间的差称为多普勒偏移。它可使信号频率结构发生变化， 造成数据的错误接收。 除了多径效应和多普勒频移，还有近似高斯白噪声，相位起伏等多种复杂的 综合原因，形成对短波通信的综合干扰。 1 3 信道均衡 如上所述，对于任何调制技术来说，多径衰落和多普勒频移都会对其误码率 产生很大的负面影响。而均衡技术可以补偿由于多径效应产生的符号间干扰 ( i s i ) ，很好的改善系统的性能。均衡算法的选择是均衡器性能得以体现的关键， 常用几种类型的均衡方法包括：( 1 ) 基于最大似然( m l ) 序列检测准则，从错误概 率的观点来看，这是最佳的：( 2 ) 基于使用一种系数可调的线性滤波器：( 3 ) 利用 已检测的符号来抑制当前被检测符号中的i s i ，即判决反馈均衡。 将v i t e r b i 算法用作最佳最大似然序列检测器以抑制i s i 是由f o m e y ( 1 9 7 2 ) t t t 8 】 和o m u r a ( 1 9 7 1 ) 提出并进行分析的，u n g c r b o e c k ( 1 9 7 4 ) 9 和m a c k e n c h i n e ( 1 9 7 3 ) 将其 运用到了载波调制系统中。 基于均方误差准则来最优化均衡器系数的算法则是由w i d r o w 在1 9 6 6 年提出。 判决反馈均衡器，属于非线性均衡器，由a u s t i n 在1 9 6 7 年提出并进行了详细分析， 关于判决反馈均衡器的性能分析可以参考m o n s e n ( 1 9 7 1 ) ，g e o r g e ( 1 9 7 1 ) ，p r i c e ( 1 9 7 2 ) ， s a l z ( 19 7 3 ) ，d u t t w e i l e r ( 1 9 7 4 ) 州，以及a l t e k a r 和b e a u l i e u ( 19 9 3 ) 等人的文章。 第一章绪论 3 d o u i l l a r d 等人【l o 】在1 9 9 5 年提出将t u r b o 迭代思想运用到均衡和译码过程中， 称之为t u r b o 均衡，它不同于传统的均衡方法，是源于t u r b o 码的编译码技术的一 种均衡检测方法。在接收端对信号进行均衡与译码的联合处理，以一种迭代算法 对同一组接收到的数据进行重复的均衡和译码，这种处理就是t u r b o 均衡【2 7 1 。它 代表了在带限信道的信号传输中符号间干扰抑制研究的新进展。由于其良好的性 能，可以预料，这种方法将应用于未来的通信系统中。将h a g e n a u e re ta 1 ( 1 9 9 9 ) 论 述的t u r b o 均衡应用于编码系统，是这个迭代思想的第一次实践。 1 4 本文主要内容和框架 本文针对短波通信的特点，讨论了短波信道模型和信道均衡方法，结合国内 外学者的研究成果，研究了数字通信系统中t u r b o 译码算法，提出了适合8 p s k 调 制系统的译码算法，并依此算法为基础，重点研究了8 p s k 调制系统中t u r b o 均衡 算法。在美国军用标准m i ls t d1 8 81 1 0 a 3 3 】的数据格式下，利用m a t l a b 语言编 写程序实现算法，并测试了其性能。 本文内容安排： 第二章分析了短波无线信道的特性及其基带信道传输模型。另外简要介绍了 目前国际上使用的短波调制解调器标准美国军用标准m i ls t d1 8 81 1 0 a 。 第三章主要介绍了几种传统的数据均衡检测方法，包括两种线性均衡器和判 决反馈均衡器，给出了几种常用的均衡算法，并简要的作了比较，为后面的研究 奠定了基础。 第四章重点研究了t u r b o 译码算法，系统阐述了t u r b o 译码的思想和经典算法， 基于经典算法，给出了高阶调制系统新的译码算法，并对外部软信息的更新做了 修正，使其达到更好的迭代效果，并进行了软件仿真，进行了性能比较。 第五章重点研究了t u r b o 均衡算法，包括t u r b o 均衡的原理、系统框架和常用 算法；并在新译码算法提出的基础上，结合各个均衡算法，从计算的复杂度和误 码性能两方面对不同的t u r b o 均衡算法进行比较和仿真。 最后是结束语。 第二章短波信道特性及信道模型 第二章短波信道特性及信道模型 2 1 短波信道的传输特性 短波通信是利用波长为1 0 m - 1 0 0 m ( 频率为3 3 0 m h z ) 的电磁波进行通信。 许多国家也把短波通信称为高频( h f ) 无线电通信。短波有地波传播和天波传播 两种传播形式。天波传输较地波传播更有意义，不仅可以进行远距离传播，还可 以在很短的距离内建立无线电通信线路。通常情况下，短波通信都是采用天波传 输的形式。也就是依靠电离层的一次或多次反射进行通信。电离层的特性决定了 短波通信电波传播的特点。我们将从下面几个方面进行说明。 2 1 1 多径传播 由于电离层特性，电波可通过若干条路径不同的传输模式到达接收端。电离 层的传输模式通常指短波传播的路径。一条通信线路中存在着多种传播路径，不 同的通信距离可能有不同的传输模式，而相同的距离也可能有多种传输模式存在， 这造成了短波通信存在多径的特点。统计表明，多径路数在2 4 条约8 5 ，以3 条出现几率最高。由于各路径具有不同的长度，到达接收端的各电波所经历的传 播时间是不尽相同的。多径时延差是指多径传输中最大的传输时延和最小的传输 时延之差。多径时延的大小和通信距离、工作频率等因素有关。 2 1 2 衰落 在电离层内短波传播过程中，由于电离层特性的随机变化，引起传播路径和 能量吸收的随机变化，使得接收电平呈现不规则变化。短波通信中，即使在电离 层的平稳时期，也不可能获得平稳的信号。接收端信号振幅总是呈现忽大忽小的 随机变化，这种现象成为“衰落”。连续出现持续时间仅几分之一秒的信号起伏称为 快衰落。持续时间比较长的称为慢衰落。 慢衰落主要是吸收型衰落。它是由电离层电子密度及高度的变化造成电离层 吸收特性的变化引起的，表现为信号电平的慢变化。要克服慢衰落，应该增加发 射机功率，以补偿传输损耗。 快衰落是一种干涉型衰落，它是由随机多径传输引起的。由于电离层媒质的 随机变化，各径相对延时亦随机变化，使得各合成信号发生起伏，在接收端看来， 这种现象是由于多个信号的干涉造成的，因此称为干涉衰落。遭受干涉衰落的电 场强度振幅服从瑞利分布。增加发射功率也可以补偿快衰落。但是这是不经济的， 通常除了为补偿快衰落留有一定的功率余量外，主要采用抗衰落技术，例如分集 6 短波信道中的t u r b o 均衡研究 接收、时频调制和差错控制等。 2 1 3 多普勒频移和多普勒展宽 信号相位起伏是指相位随时间的不规则变化。引起信号相位起伏的主要原因 是多径的传播。此外，电离层折射率的随机变化及电离层的不均匀体的快速运动， 都会使信号的传输路径长度不断变化而出现相位的随机起伏。根据实测结果得出： 信号衰落率愈高，信噪比愈低，相位起伏愈大。 当信号的相位随时间变化时，必然产生附加的频移。无线信道中的频率偏移 主要是由于收发双方的相对运动而引起的。由传播中多普勒效应造成的发射信号 频率的漂移称为多普勒频移。同样由于电离层的不均匀和不规则的运动，信号在 传输时会发生散射，这就产生了多普勒展宽。 2 1 4 噪声和干扰 短波信道的噪声主要包括大气噪声、人为噪声、宇宙噪声等。其中人为噪声 在大部分地区处于主导地位。短波波段的大气噪声主要是天电干扰，由大气放电 产生。天电干扰的频谱很宽，但随着频率的增高其强度减小，对长波波段的干扰 最强，中波次之，相比之下，对短波的影响要小的多。人为噪声也称工业干扰， 它是各种电气设备、电力网和点火装置所产生的。需要特别指出的是，这种干扰 的振幅除了和本地噪声源有密切关系外，同时也取决于供电系统。 2 2 短波信道的等效基带模型 短波信道模型是一种能够近似地代表高频时变信道最基本特性的数学模型， 这样一个模型，在理论上和实践上都是有益地。它为短波通信的理论研究提供了 与实际信道近似而数学上又易于处理的信道模型。实践上，依据它所制造的短波 信道模拟器能够为短波通信设备提供一个便于使用和控制的性能测试装置【l 引。 短波信道等效基带模型与通信系统所采用的调制解调方式有关。在串行体制 的短波高速数字通信系统中，通常采用多进制调相方式，其可等效为正交调幅方 式，原理框图如2 1 所示。图中，s ( f ) 为输入基带信号，l ( f ) 为加性高斯噪声。设 输入基带信号s ( f ) 为 j ( f ) = s 。8 ( t - n z 3 ( 2 1 ) 经传输后，接收端低通滤波器的输出y ( t ) 为 第二章短波信道特性及信道模型 7 y ( f ) = j ( f ) 宰乃( f ) + ( f ) 厂 = l 晶8 ( t - n t ) l 枣办( f ) + n o ( z ) ( 2 2 ) l “j = h ( t - n t ) + n o ( t ) a i 一1 发送 ，掣1 卯低遇豫彼裔r 自 、r c o s j w t e 适 信号 c 0 s w t 厂、。 信 形成 k 道 应 l 检 滤波 簧u 低诵渍漓泉l + 测 。氏入 i u t p d l 6 x 口 7 拶掣7 l 一二k ，l 图2 1 正交调幅系统原理框图 当接收系统构成最佳接收机时，对y ( t ) 需进行匹配滤波。设匹配滤波器的单 位冲激响应为j i l ( f ) ，则匹配滤波器的输出为 z ( t ) = y ( f ) 幸 ( - t ) r 广1 5 i s 6 ( t n r ) l 宰矗( f ) + ( f ) 宰h ( 一f ) ( 2 3 ) 令 则 = 6 ( t - n t ) * h ( t ) * h 。( 一f ) + ( f ) 宰 ( 一f ) 工( f ) = ( f ) 宰j j l ( - t ) u ( o = n o ( t ) * h ( - t ) z ( f ) = x ( t - n t ) + u ( t ) ( 2 - 4 ) 按符号速率对z ( f ) 进行抽样，第k 个符号的输出样值为 式中 气= s x k 一。+ = x o s t + s x k 叫+ 打= 打= 而= x ( f z ) = 二矗( f ) j i l + p - i t ) d f ( 2 5 ) 吩= 材( f ，) = ( f ) p - i t ) d f 在式( 2 - 5 ) 中，第一项& 是第耵时刻所需的信息码元，第二项是码间干扰，第 三项是接收滤波器输出加性噪声的抽样值。 在短波信道中，其码间干扰的持续时间是有限的。设信道的码间干扰持续时 短波信道中的t u r b o 均衡研究 间为( 2 n + 1 ) t ，则当h n t 时，五= o 。这样，根据式( 2 - 4 ) 就可以建立由调制器、 短波信道、解调器、匹配滤波器等构成的等效基带模型。 设输入码元序列为& ，信道状态为g k 输出码元序列为吃，则有 = z g t 。一。+ n k ( 2 - 6 ) 在短波信道中g 鼬的特性比较复杂。目前，大多采用w a t t e r s o n 等效基带信 道模型来描述短波信道的特性。一个n 级抽头的w a t t e r s o n 等效信道模型如图 2 2 所示 图2 2w a t r e r s o n 等效短波信道模型 图2 2 中的路径增益函数。反映了短波信道的时变色散特性，每个路径的增益函 数可表示为： g k ，f = i 磊，+ 弘( t ) e x p ( j 2 ，r f t ) ( 2 7 ) 式中磊，是未经衰落的反射复分量，或心) 为复高斯过程，其包络服从瑞利分布， 相位服从均匀分布。指数因子引入了多普勒频移。每个路径的增益函数反，的频谱 特性用路径增益谱形( ) 表示如下 w ，2 扣卅+ 志唧 _ 等2 0 j l ， 口f 2 万q 口f l 式中第一部分是反射分量，包括一个冲激函数频谱和反射衰减珥；第二部分是高 斯型频谱，具有频率扩展因子q 和衰落因子蟊。 在分析时变多径信道下模型的性能时，对信道的频率色散和时间色散特性给 出统计描述是有益的。平稳时变信道的统计特性可以用由b e l l o 和其他学者提出的 信道相关函数和信道色散函数来描述，这两个函数都可由信道的时变频率响应得 到，上述w a t t e r s o n 等效信道模型的时变复频率响应为 h ( f ，f ) = g ，( t ) e x p ( - j 2 w r , f ) ( 2 9 ) 第二章短波信道特性及信道模型 9 信道的自相关函数为 r ( a f ，a f ) = 觋寺j ：r h ( 厂，t ) h ( f + a f , t + 缸) a t ( 2 - 1 0 ) 对r ( a f ，a t ) 取双付氏变换得到信道色散函数 s ( r ，f ) = ii _ r ( a f ，a t ) e x p ( j 2 n r a f - j 2 n r a t ) d a f d a t ( 2 - 11 ) 一一 对于w a t t e r s o n 等效信道模型，信道色散函数为 s ( r ，门= 5 ( r - r ，) v t ( f ) ( 2 - 1 2 ) 式中v j ( f ) 是路径增益谱函数。s ( t ，f ) 表征了接收信号单位迟延、单位频偏内的功 率与发射功率的比值。它即描述了由于多普勒频移和衰落的影响，接收信号功率 在频率轴上的分布特性，又描述了由于多径延迟的影响。从信道色散函数出发， 可以得到信道的频率色散函数和信道的时间色散函数。信道频率色散函数可表示 如下 w ，= 胁，f ) d 墨哇+ 扣 同理，信道的时间色散函数可表示如下 以( 厂) = 嘶，厂渺= 巳篓喑+ 去声。一t ) ( 2 - 1 4 ) 在分析短波数字通信系统性能时，通常采用短波信道等效基带模型作为其分 析模型。短波信道等效基带模型中包含发送转换器、调制器、短波信道、解调器、 接收转换器、匹配滤波器、取样器、离散噪声白化滤波器等。采用不同的调制方 图2 3 短波信道等效基带模型 式时，等效基带模型结构不同。在串行体制的短波调制解调器中，通常采用m p s k 调制方式，其所对应的短波信道等效基带模型如图2 3 所示。 i s i 信道的严重性直接与信道的频谱特性有关，而不一定与i s i 的时间跨度有 关。如图2 4 和图2 5 所示f 3 2 】，信道a 上所示的等效离散信道是典型的高质量电 l o 短波信道中的t u r b o 均衡研究 z i 五p t l 0 ， 0 0 4 0 0 7叮 o mo 尹 ( c ) 图2 4 三种典型p r o a k i s 离散时间信道特性 图2 5 ( a ) ，( b ) ，( c ) 信道对应的信道幅度谱 话信道，虽然信道a 上i s l 的时间跨度在期望信号分量的两边是5 个符号间隔，期 望信号分量值是0 7 2 ，而信道b 和c 的时间跨度短，但是却产生了严重的i s i ，这 可以从信道的频率响应特性上看是明显的。信道b 和c 都有一段低于3 0 d b 的深衰 落，而这个在信道a 中并不发生。 2 3 美军标m i l s t d 一1 1 8 一l l o a 简介 目前国际上短波调制解调器一般是以美国军用标准m i ls t d1 8 8l l o a 3 3 】为 准，本文研究的t u r b o 均衡算法也基于此，故在此对其进行简单的介绍。 在美军标m i ls t d1 1 81 1 0 a 中信号带宽为3 0 0 3 3 0 0 h z ，调制采用8 p s k ， 单一载波频率为1 8 0 0 h z 。无论信息速率为多少，波特率均为2 4 0 0 b a u d 。能实现的 信息传输速率为：4 8 0 0 b p s ( 不加编码) ，2 4 0 0 b p s ，1 2 0 0 b p s ，6 0 0 b p s ，3 0 0 b p s ，1 5 0 b p s ， 7 5 b p s 。下面就本文涉及的各环节的特点和要求作简单的讨论。 2 3 1 调制方式 由于加入的扰码都是8 p s k 形式，所以最后各种速率的数据都是以8 p s k 的调 第二章短波信道特性及信道模型 制方式发送出去。在实际去掉扰码的调制和解调过程中，不同的信息传输速率采 取不同的调制方式。4 8 0 0 b p s ，2 4 0 0 b p s 采用的是8 p s k 调制；1 2 0 0 b p s 采用的是4 p s k ( 即q p s k ) 调制；6 0 0 b l p s 及以下采用的都是2 p s k ( 即b p s k ) 调制。2 4 0 0 b p s ， 1 2 0 0 b p s ，6 0 0 b p s 之间的速率相互切换都是通过改变调制方式来达到目的的；而 6 0 0 b p s ，3 0 0 b p s ，1 5 0 b p s 之间的速率切换都是通过改变卷积编码的编码方式来实现 的。本文中主要是基于速率是2 4 0 0 b p s 的8 p s k 调制来进行讨论的。 2 3 2 卷积编码和交织 4 8 0 0 b p s 速率不加编码，对2 4 0 0 b p s - - 7 5 b p s 各种速率情况，都采用前向纠错编 码( f e c ) 。其中2 4 0 0 b p s ，1 2 0 0 b p s ；6 0 0 b p s 采用的都是1 2 卷积编码，其编码框 图如图2 6 所示。3 0 0 b p s 用的是1 4 卷积编码，1 5 0 b p s 用的是1 8 卷积编码。 为了抗突发干扰，需要对发送数据进行交织处理。交织分三种：长交织( 4 8 s ) ， 短交织( 0 6 s ) 和无交织。接收端必须根据同步序列中所提供的交织信息来解交织， 然后通过译码消除突发错误。 图2 6 生成多项式为( 1 3 3 ，1 7 1 ) 的卷积编码器 第三章无线信道的均衡技术 第三章无线信道的均衡技术 3 1 均衡原理 在带宽受限且时间扩散的信道中，由于多径的影响而导致的符号间干扰会使 得被传输的信号产生失真，从而在接收机中产生误码。符号间干扰被认为是在无 线信道中传输高速率数据时的主要障碍，而均衡正是克服符号间干扰的一种技术。 从广义上来讲，均衡可以指任何用来削弱符号间干扰的信号处理操作。 均衡器常被放在接收机的基带或中频部分实现。因为基带包络的复数表达式 可以描述带通信号波形，所以信道响应、调制信号和自适应均衡器的算法通常可 以放在基带部分被模拟和实现。 图3 1 是在接收机中使用自适应均衡器的通信系统的结构框图。x ( t ) 是原始信 息信号，厂( f ) 是基带冲激响应，即综合反映了发射机、信道和接收机的射频、中 频部分的总的传输特性，那么均衡器收到信号可以表示成： y ( f ) = 工( f ) 0 厂( f ) + n b ( t )( 3 1 ) 其中，n b ( t ) 是均衡器输入端的基带噪声，o 表示卷积。如果均衡器的冲激响应是 h e t ( f ) ，则均衡器的输出为 d ( t ) = x ( t ) o 厂( f ) 0 k ( f ) + n a t ) 圆心( f ) = x ( f ) g ( t ) + 刀。o ) g ( f )( 3 2 ) 其中，g ( f ) 是发射机、信道、接收机的射频、中频部分和均衡器四者的等效冲激响 应。横向滤波均衡器的基带复数冲激响应可以描述如下： b e t ( f ) = c 8 ( t n t ) ( 3 - 3 ) 厂( f ) = 发射机、信道和接收机的射频、中频部分的合成冲激响应 等 “f ) 图3 1 使用自适应均衡器的一个简化的通信系统结构框图 其中，q 是均衡器的复数滤波系数。均衡器的期望输出值为原始数据x ( f ) 。假定 1 4 短波信道中的t u r b o 均衡研究 r i b ( t ) = o ，那么为了使得式( 3 - 2 ) 中的0 ( ，) = z ( 力必须要求g 为 g ( t ) = ( f ) o ( f ) = 8 ( t ) 均衡器的目的就是实现式子( 3 3 ) ，式子( 3 3 ) 的频域表达式为 。h 咀( n f ! l n = 1 其中，致( 厂) 和f ( 厂) 分别是( f ) 和厂( f ) 所对应的傅立叶变换。 3 2 均衡技术分类 ( 3 - 4 ) ( 3 5 ) 均衡技术通常被分为两类：线性均衡和非线性均衡。这两类的差别主要在于 自适应均衡器的输出如何用于均衡器子序列的控制( 反馈) 。实现均衡的滤波器结 构有很多种，并且，每种结构在实现时有多种算法。 3 2 1 线性均衡器 线性均衡器可由f i r 滤波器( 或称为横向滤波器) 实现。这种均衡在可用的 类型中是最简单的，它把所收到的信号的当前值和过去值按滤波系数( 即权重) 做线性叠加，并把生成的和作为输出，其结构如图3 2 所示。 输入信号 图3 2 线性横向均衡器 如果延迟单元和抽头增益是模拟信号，那么均衡器输出的连续信号波形将以 符号的速率被采样，并送至判决器。但是，均衡器通常是在数字域中实现的，其 采样信号存储于移位寄存器中。在图3 2 中判决前，横向滤波器的输出为： 旦 。dk=eyk。 ( 3 - 6 ) = 一l 其中e 表示滤波器的系数，攻为k 时刻儿的输出，y i 是t o + i t 时刻收到的输入信 号，f o 是均衡器的初始工作时间，n = m + 2 + 1 是滤波器阶数。l 和2 分别表 示均衡器中前向和后向部分的抽头个数。 第三章无线信道的均衡技术 3 2 2 非线性均衡器 当信道失真太严重以致线性均衡器不易处理时，采用非线性均衡器处理会比 较好，这在无线通信系统中是非常普遍的。当信道中有深度频谱衰落时，采用线 性均衡器不能取得满意的效果，这是由于为了补偿频谱失真，线性均衡器会对出 现衰落的那段频谱及近旁的频谱产生很大的增益，从而增加了那段频谱的噪声。 现在已经开发出来了几种非常有效的非线性算法，从而改进了线性均衡技术， 并在2 g 、3 g 中得到普遍的应用。 判决反馈均衡器 判决反馈均衡的基本思路是：一旦检测并判定一个信息符号后，就可在检测后 续符号之前预测并消除由这个符号带来的符号间干扰。d f e 可以直接由横向滤波 器实现。对于横向滤波器，可以由一个前馈滤波器( f f f ) 和一个反馈滤波器( f b f ) 组成。f b f 由检测器的输出驱动，其系数可被调整以消除先前符号对当前符号的 干扰。均衡器的前馈滤波器有= m + + 1 阶，反馈滤波器有m 阶，其输出为 盟且 ， 以= e y t 一。+ f f l , 卅 ( 3 - 7 ) n f f i - n 1 i = 1 其中，e 和y 。是前馈滤波器的各级增益以及相应的输入，互是反馈滤波器的各级 增益。d i ( i k ) 是以前由判决器判决出的信号。一旦式( 3 7 ) 得出以，即判决出吨， 而畋又将与以前的判决结果以小噍掣。一起反馈均衡器，继而得到以+ 。 最大似然序列估计均衡器 最大似然序列检测( 简称m l s e ) 是一种最优的信号检测方法，是从概率的角 度来逼近最佳值，把整个序列看作一个整体，以最大似然概率为条件来对数据序 列进行估值和判决。它将信道看成是一种时变自然卷积码编码器，解调器利用信 道估值器对每一时刻的信道状态做出估计，然后采用最大似然序列译码算法，从 接收信号中恢复出原发送信号【7 】【8 1 。 设x = 如，x 29o - , 9 x l ) 与y = y l , y 2 ，y 分别表示发送信号与接收信号，m l s e 检 测器就是要找使得后验概率p ( xf 】，) 最大的序列j 。对于发送符号状态数为m ，信 息长度为n 的序列来说，运算量是m ，显然，当n 很大的时候，计算量是非常大 的。通常都采用v i t e r b i 算法来实现m l s e 算法的。 3 3 均衡算法 由于自适应均衡器是对未知的时变信道做出的补偿，因而它需要有特殊的算 法来更新均衡器的系数，以跟踪信道的变化。本节将描述均衡器的三种基本算法。 1 6 短波信道中的t u r b o 均衡研究 3 3 1 迫零算法 为了反映均衡效果，一般采用峰值失真准则和均方失真准则作为衡量标准。 其中峰值失真准则定义为 d = i y 。i ( 3 - 8 ) 为了讨论方便，我们相应的定义未均衡前的输入峰值失真( 称为初始失真) ： d o = 蚓 ( 3 9 ) l u c k y 曾证明：如果初始失真0 0 1 ，则d 的最小值必然发生在前后的y ： ( ，k o ) 都等于零的情况下。 即所求的各抽头系数应该是下面方程的解： 胪。叁c n x k _ n = - c n x k ：= 限1 0 ) 儿= 二 ：，i 。 ( 3 - 矗= 一ll v ) 按上式方程调整或设计滤波器的抽头系数巳，可迫使前后各m ，2 个取样点上 的零值，此时d 取最小值，均衡效果达到最佳。这种调整叫做“迫零”调整，所设 计的均衡器称为“追零”均衡器。也即在设计的迫零均衡器中，应调整它的系数q ， 使信道和均衡器的组合冲激响应的抽样值在间隔胛的采样除一个外全部为零。 3 3 2 最小均方算法 衡量均衡效果的另一个准则就是均方误差( m s e ) 准则【2 8 】。它计算的是均衡器的 期望输出值和实际输出值之间的均方误差值，即 e k = d k d k = x k d k( 3 - 1 1 ) 为了清晰说明问题，我们对或的表达式重新定义： 畋= 以w k = 叫以 ( 3 1 2 ) 式中乳= 儿，y k - ，y k 一 r 表示输入向量，w k = w o t ，r 表示抽头的权重向 量。则其均方误差k 1 2 的数学期望，可表示为 e i 略f 2 = 研】+ 岷t 研以一】雌- 2 e x k 】 ( 3 1 3 ) 并定义如下的( n + 1 ) x ( + 1 ) 阶方阵足为输入相关矩阵 r = 研坛戎】- e 记y k y k 4y k y b 屯y k y n y k - l y t y 一2 一l y k 1 y k 一2 y k l y k 一 y k - y j y k 一 r y t - ly k - y k 一2 一 定义输入信号以与期望输出反= t 之间的互相关变量p 为 ( 3 1 4 ) 第三章无线信道的均衡技术 则式( 3 1 3 ) 就变化为 p - e x k y k - - - - e x k y k ，x , y ，也y t 一 ， r( 3 1 5 ) 均方误差主善= 研】+ w r r w - 2 p r w( 3 1 6 ) 最小均方算法就是使得式( 3 1 6 ) 最小化的准则。显然，上式是关于抽头增益向 量w 的函数，记为j ( w n ) ，为了使得均方误差最小，需要使导数即式( 3 2 9 ) 为零 者以) = 2 肌+ 2 h = 0 ( 3 - 1 7 ) 化简式( 3 1 7 ) ，得到 r 删影= p ( 3 - 1 8 ) 其中，“= 麟- 1p 。 在实际应用中，均方误差的最小值是按照w i n d r o w 提出的随机梯度算法通过 递归求出的。每次迭代需要2 + 1 次计算。滤波器的抽头权重通过下面的方程来更 新。令n 表示迭代次数，l m s 的迭代算法如下： 以( 刀) = y 孑( 刀) ，( ，z )( 3 1 9 ) e k = x k ( n ) 一以( 刀)( 3 2 0 ) h ( ”+ 1 ) = w ( n ) - a e k ( n ) y ( n )( 3 2 1 ) 其中，下标为均衡器延迟线上的延迟级数，口为控制收敛速度和算法稳定性的 步长。为了保证自适应均衡器不会出现不稳定，对口的值做如下限制： 0 a 足( 3 2 2 ) _ 一 、 式中以是协方差矩阵的第f 个特征值。由于乃= “( 忍) j ，伽) ，为了避免均衡 i = l 器出现不稳定，步长口可以由总输入功率进行控制。 3 3 3 递归最4 , - 乘算法 梯度l m s 算法的速度是很慢的，特别是当输入协方差矩阵的特征值较大 时。为了实现快速收敛，可以使用含有附加参数的复杂算法。与l m s 算法使用统 计逼近相比，使用最小平方逼近将会获得更快的逼近。这个算法被称为递归最小 二乘( r l s ) 算法。 基于时间平均的最小平方误差定义如下 短波信道中的t u r b o 均衡研究 ，( ，1 ) = p + ( f ，n ) e ( i ，豫) ( 3 - 2 3 ) i = 1 其中，见是接近1 但小于1 的加权因子，p 。( f ，n ) 是e ( i ，n ) 的复共轭，且误差e ( i ，n ) 为 p ( f ，行) = x ( i ) - y r ( i ) w n ( n ) 0 f n( 3 - 2 4 ) 踟( d = 【少( f ) ，y ( i 一1 ) ，y ( i 一+ 1 ) r( 3 2 5 ) 上式中踟o ) 是i 时刻的输入数据向量，0 ) 是n 时刻的新的抽头增益向量。因而， e ( i ，刀) 是用刀时刻的抽头增益向量测试i 时刻的旧数据所得的误差，j ( n ) 是在所有 旧数据上用新的抽头增益所测得的累计平方误差。 要完成r l s 算法，就要找到均衡器的抽头增益向量w n ( n ) ，使得累计平方误差 j ( n ) 最小。为了获得这个最小值，我们可以采用和上面m s e 一样的方法，即 三t ，( n ) ：0( 3 2 6 ) 同样可以得到关系式： ( n ) 痧。( 甩) = n ( n ) ， ( 3 - 2 7 ) 盛( 疗) 是r l s 均衡器的最佳抽头增益向量。自相关矩阵( n ) 和互相关矩阵p ( 由 分别表示为： ( n ) = y 阳j ，翮 ( 3 2 8 ) p ( n ) = 工( f ) j ，( f ) ( 3 - 2 9 ) 由式( 3 - 2 7 ) n - - j 舞l ，要计算访( 即) ，就要计算r 三( n ) 。为了方便计算，我们可以采 用递推公式： 啪= 舭妒坐掣掣 p 3 。， 式中 ) = 少以t ，z j - 1 ( 甩o y ( 疗) 。根据上述的递推公式，可知 w n ( n ) = w ( 刀一1 ) + 露( ，1 ) 口( ，l ，n - 1 )( 3 3 1 ) 其中，“( 玎) ：盟- i 掣。 以+ 刀j 第四奄高阶调制系统的t u r b o 码译码算法 1 9 第四章高阶调制系统的t u r b o 码译码