（电路与系统专业论文）并行dsp开发系统在sar成像算法应用中的研究.pdf

) b i j iy i ： 伉f7 ls a rj 戊像叭j 、：j j 川川_ ，i a b s t r a c t t h i sp a p e rd i s c u s s e sr a n g e d o p p l e r ( i d ) a l g o r i t h ma n dt w o d i m e n s i o nd e t a c h a b l e a l g o r i t h mi nt h es i d e - l o o k i n gm o d e li ns y n t h e t i ca p e r t u r er a d a r ( s a r ) r e s p e c t i v e l v t h e ns t u d i e st h er e a l i z a t i o no n m u l t i c h i p sa d s p 2 10 6 0s h a r ed s p s y s t e m c h a p t e r 1s e t sf o r t hr a n g e d o p p l e r ( r d ) a l g o r i t h ma n dt w o d i m e n s i o nd e t a c h a b l e a l g o r i t h mi nt h es i d e 、l o o k i n gm o d e li n s y n t h e t i ca p e r t u r er a d a r , w h i c hi sa l s ot h e f u n d a m e n t a lo fh a r d w a r er e a l i z a t i o n c h a p t e r2 i n t r o 。d u c e s d a r l i n g t o n p c ib o a r ds o f t w a r ea n dh a r d w a r e d e v e l o p i n g e n v l r o n m e n ta n d d e b u g g i n gs t e p s c h a p t e r3s e t sd o w nt h eh a r d w a r er e a l i z a t i o nm e t h o d so ns h a r e s y s t e m w i t ho n h a n dh a r d w a r er e s o u r c e s ，h o wt om a k ef u l lu s eo f t h er e s o u r c e si sd i s c u s s e d a tt h e e n do ft h i sc h a p t e r , t h e p r o c e s s i n gr e s u l t sa r eg i v e n c h a p t e r4p u t sf o r w a r dm e a s u r e st os p e e du ps i g n a lp r o c e s s i n ga n di n t r o d u c e st l o wt o u s ec o m p u t e rr a m a se x t e r n a ld e v i c e t h u s ，s h a r ec a n a c c e s st h i se x t e r n a ld e v i c e v i ap c ib u st om a k e f u l lu s eo fr e s o u r c e s i nt h ee n d ，w es u m m a r i z et h ew h o l ew o r k b e s i d e s ，t a s k st ob es t u d i e da n d r e s o l v e d a r ep o i n t e do u t o nt h eb a s i so f t h ew o r ko ft h i sp a p e r , e x p e r i e n c ei sa c c u m u l a t e d f o r f u r t h e r d e v e l o p m e n to f r a d a rr e a lt i m es i g n a l p r o c e s s i n gi no u r1 a b k e yw o r d s ：s y n t h e t i ca p e r t u r er a d a r ( s a r ) d s ps h a r ea d s p 2 1 0 6 0 d a r l i n g t o np c ib o a r dw d md e v i c ed r i v e 一引言 绪论 综合孔径雷达( s a r ) 是一种高分辨成像雷达。利用它可在能见度极差的气象条 件下得到类似光学照相的高分辨率雷达图像【l 】。本文结合美国奋进号航天飞机星载 s a r 录取的e t n a 火山数据和南航s a r 课题组录取的机载s a r 实测数据，对算法在 高速信号处理器的实现方面进行了探讨与研究。 二s a r 信号处理的发展过程 雷达信号处理的任务就是要从接收到的噪声和信号中得到由有用信号所携带的 信息【2 】。综合孔径雷达利用大时间带宽积的线性调频信号作为雷达发射信号，其模 糊函数具有近于冲激函数的波形特点，通过匹配滤波器的处理实现脉冲压缩后，得到 的距离分辨率取决于信号带宽的倒数；采用合成孔径原理，得到等效的大口径天线方 向图，得到反比于合成孔径长度的横向分辨率。在二次大战期间，美、德等国科学家 研究了线性调频脉冲压缩技术，采用大时间带宽积的线性调频脉冲信号，解决脉冲雷 达探测能力与距离分辨力之间的矛盾。1 9 5 3 年，w o o d w a r d 从理论上解释了匹配滤波 器雷达的分辨率与信号波形之间的关系。如今，线性调频、非线性调频、相位编码等 脉冲压缩技术在各种雷达中得到广泛的应用，理论上的突飞猛进大大促进了雷达的发 展。 然而直至七十年代，随着数字信号处理技术的快速发展才使得综合孔径雷达信号 处理迈向了实用化进程。美国在7 0 年代初，已能用高速数字相关器进行信号处理。 由于综合孔径雷达信号处理的复杂性和大数据量，要求信号处理器具有大容量的信息 存储器和高速数据吞吐率。进入八十年代以来，超大规模集成电路技术得到了飞速的 发展，数字信号处理器的处理能力也大大提高。d s p 针对实时处理的要求，采用了数 据总线与程序总线分离的哈佛结构，实现流水作业，指令执行速度更快。与通用c p u 相比，d s p 面向高性能、重复性、数值运算密集型的实时处理，可以流水无间断地完 成数据的实时输入输出，完全有能力进行雷达信号的时实处理。 在九五期间南航雷达成像课题组对s a r 成像做了大量研究，在与6 0 7 研究所的 长期合作后研制出了j z 8 样机。在西安试飞中s a r 成像中取得了良好的效果，图像 清晰，并录取了实测数据。 j f j ：d s p 仆段； 统ms a r 成像 法t ih 、i 川川亢 三并行信号处理器的发展 ( 一) 并行数字信号处理器 1 信号处理器简介 实时数字信号处理技术的核心和标志是数字信号处理器，它除了具备普通微处理 器所强调的高速运算和控制功能外，针对实时数字信号处理，主要采用了数据总线和 程序总线分离的哈佛结构及改进的哈佛结构，大大提高了指令执行速度【3 】。它的发 展主要经历了从1 6 b i t 定点、3 2 b i t 浮点和并行d s p 和超高性能处理器三个阶段，应 用领域也几乎遍及整个电子领域。 并行数字信号处理器特点 现代数字信号处理对运算速度的巨大需求远远超出了单片d s p 所能提供的处理 速度，并d s p 也就应运而生了。与传统d s p 相比，并行d s p 还提供了如下功能：除 了常用的与外设交换数据的外部总线、串口、中断、握手等信号外，并行d s p 还可 进行2 0 - - 4 0 m b s 的高速数据传输，可构成松耦合的分布式并行系统：另一功能是， 各d s p 的外部总线可以连接到一起，靠片内总线仲裁逻辑和d m a 控制器的支持， 能够方便地构成紧耦合的共享总线共享存储器并行系统。 ( 二)并行d s p 开发系统简介 为了满足雷达信号处理的高度实时性和大计算量的要求，系统采用了美国 s p e c t r u m 公司的d a r l i n g t o na d s p 一2 l0 6 0 s h a r c ( s u p e r h a r v a r da r c h i t e c t u r e c o m p u t e r 超级哈佛结构计算机1 处理器阵列系统分别用二维可分离旁视和距离一多 普勒算法对实测雷达回波数据进行处理并成像。 系统采用美国s p e c t r u m 公司d a r l i n g t o np c i 开发板s h a r c 处理器阵列系统来 完成信号处理任务。通过使用在分布式存储器并行结构中的a d s p 2 1 0 6 0 s h a r c ， 系统可集成在一个p c i 插槽内。d a r l i n g t o r l 板的分布式存储器结构允许d s p 系统按开 发要求集成处理器。每片处理器可有各自的局部存储器或外设，所有处理器可同时访 问其它局部总线。链路口用于在处理器之间提供灵活、宽带的通信机制。 a d s p 一2 1 0 6 0 是一种高性能3 2 位浮点数字信号处理器，在个单独的芯片上集 成了具有强大的浮点运算能力的a d s p 2 1 0 2 0 处理器内核，同时还集成了多达4 m b i t 的零等待s r a m 用作程序和数据存储区；另外，多种形式的外部接口增强了处理器 与外部接口的数据交换能力：而独立的i o 控制器更具备经优化的d m a 和中断传 输机制，使得与外部的数据交换独立，并行于处理器内核的运算过程，共享并行总线 和多处理器的统一编址使得多处理器系统的通讯简单而方便【1 6 】。从而使该处理器 适用于各种高性能的数字信号处理任务，多个处理器组成的阵列非常适合于雷达、声 纳信号的实时处理。由于其独特的内核设计、多内部总线、大容量双端口片内存储器 及集成通信支持，可以提供高速吞吐量。每片s h a r c 能同时支持1 2 0 m 比特秒计 算和2 4 0 m 比特秒的i o 传输。 s h a r c 基本结构： 3 2 位浮点计算单元一乘法器，辅助运算器和移位器 数据寄存器； 数据地址发生器、程序控制器和指令高速缓存； 内部定时器； 双端口s r a m ： 对于总线存贮器的外部端口； 主机与多处理器接口； d m a 控制器，有1 0 个d m a 通道； 两套串行口； 六套链路口，每个链路口有4 位数据线； j t a g 测试仿真口； 1 内核处理器 s h a r c 的内核处理器简称内核，是指令执行的场所，其作用相当于c p u 。s h a r c 内核包括运算单元、d a g ( d a t aa d d r e s sg e n e r a t o r ：数据地址产生器) 、程序流控制 器和指令c a c h e 等部分。 外 d s pj ir 发乐统止s a r 成像 i ：t z f ：j f i , 川研7 2 总线和内存 s h a r c 有3 套独立的片内总线，它们是p m 总线、d m 总线和1 0 总线，每套总 线都有独立数据总线的地址总线。 a d s p 2 1 0 6 0 有4 m b i t 的片内双端口存储器，分成b l o c k 0 和b l o c k l 两块，每块都 可以被独立访问，这也是s h a r c 的一个重要特色。 3 串口和l i n k 口 s h a r c 有两个同步串口，每个串口都可以全双工工作，最大传输速率是4 0 m b i t s ， 字长可以从3 b i t 到3 2 b i t 。 每个l i n k 口宽4 b i t ，可以以两倍于s h a r c 主频的速度传输数据，因此，6 个 l i n k 口的总带宽可达2 4 0 m b s 。 4 d m a s h a r c 的内存可以在d m a 的控制下，通过串口、l i n k 口或外总线和外界交换 数据。由于s h a r c 有独立的i o 总线，内存又是双口存储器，所以d m a 操作可以 完全不影响s h a r c 的程序运行，是一种零耗d m a 。 s h a r c 的d m a 通道较多，支持数据打包格式，还有二维d m a 和链式d m a 等 高级工作模式，所以可完成相当复杂的数据传输。 s h a r c 的d m a 控制器、l i n k 口、串口和相关寄存器组成了s h a r c 的i o p ， i o p 可承担大部分数据交换工作，从而充分发挥内核的数据处理能力。 5 j t a g 端口 j t a g ( j o i n tt e s ta c t i o ng r o u p ：联合测试工作组) 标准采用边界扫描原理，使 系统设计者可以通过最少的专用测试电路实现对电子系统中各节点相互连接的测试。 s h a r c 包括一个与j t a g 端口兼容的t a p ( t e s t a c c e s sp o r t ：测试端口) 与锁存器交 换数据。 四本文的主要任务 本文主要对合成孔径雷达旁视二维可分离和距离一多普勒算法在并行数字信号 处理开发装置的应用进行了系统的研究。 第一章研究了载机在旁视和前斜视工作模式下，分别用二维可分离脉冲压缩和距 离一多普勒算法对综合孔径雷达回波数据进行处理，讨论了算法的可实现性，这也是 其在硬件实现上的理论基础。 第二章讨论了达林顿数字信号处理p c i 开发系统的使用、开发过程及注意事项， 为如何充分发挥系统的硬件资源进行了详细的分析。 第三章制定了两种算法在本开发系统的实现方案，并显示了运行结果。 第四章提出了改进实现算法的方案。由于原始数据是以文件形式保存在磁盘中， 高速信号处理器在与磁盘的频繁数据交互大大降低了系统的效率，在本章中给出了利 用w d m 技术提高系统运行效率的一种可实现方案。 f ： j ：d s pj f ：发系统( 1 is a r 成像钾珐中f nj 训d 宄 1 1 引言 第一章二维可分离和距离一多普勒算法 利用载机运动可将雷达的真实天线综合成大尺寸的线性天线阵列，雷达一面以匀 速直线运动前进，一面以固定的重复频率发射并接收信号。如果把接收信号的幅度和 相位信息存储起来并与以前的接收信号叠加，则随着雷达的前进将形成等效的线性阵 列天线。下面对综合孔径雷达的理论模型和成像算法进行分析。 1 2 综合孔径雷达的理论模型 综合孔径雷达的基本任务是获取地域图象，故要求图象能逼真地反映地域回波散 射系数特征【l 】。从这个要求出发，可以把雷达看成是一个线性网络，如图1 1 所示： c 五矗，_ ( 二三 善。c 五月， 图1 1 综合孔径雷达理论模型( 二维) 由图1 1 可见，如果将地域对回波的散射系数表示成o - o g ，r ) ；雷达图象表示成 会。g ，r ) ，则综合i l 径雷达可等效为二维滤波网络。 由网络理论可知，如线性网络的冲激响应为 ( x ，r ) ，则输出舍。( z ，尺) ( 雷达图象) 有： 合。x ，r ) = 盯。b ，r ) h b ，r ) ( 1 1 ) 由此式可见。地域散射系数吼0 ，月) 和雷达图象占。g ，月) 一般并不相同。换句话说， 雷达图象并不是地域散射系数的正确复现。 如果网络的冲激响应 b ，r ) 为盯函数，即有： h g ，r ) = o - g ，r ) ( 1 2 ) 则有： f ： j ：d s pj f ：发系统( 1 is a r 成像钾珐中f nj 训d 宄 1 1 引言 第一章二维可分离和距离一多普勒算法 利用载机运动可将雷达的真实天线综合成大尺寸的线性天线阵列，雷达一面以匀 速直线运动前进，一面以固定的重复频率发射并接收信号。如果把接收信号的幅度和 相位信息存储起来并与以前的接收信号叠加，则随着雷达的前进将形成等效的线性阵 列天线。下面对综合孔径雷达的理论模型和成像算法进行分析。 1 2 综合孔径雷达的理论模型 综合孔径雷达的基本任务是获取地域图象，故要求图象能逼真地反映地域回波散 射系数特征【l 】。从这个要求出发，可以把雷达看成是一个线性网络，如图1 1 所示： c 五矗，_ ( 二三 善。c 五月， 图1 1 综合孔径雷达理论模型( 二维) 由图1 1 可见，如果将地域对回波的散射系数表示成o - o g ，r ) ；雷达图象表示成 会。g ，r ) ，则综合i l 径雷达可等效为二维滤波网络。 由网络理论可知，如线性网络的冲激响应为 ( x ，r ) ，则输出舍。( z ，尺) ( 雷达图象) 有： 合。x ，r ) = 盯。b ，r ) h b ，r ) ( 1 1 ) 由此式可见。地域散射系数吼0 ，月) 和雷达图象占。g ，月) 一般并不相同。换句话说， 雷达图象并不是地域散射系数的正确复现。 如果网络的冲激响应 b ，r ) 为盯函数，即有： h g ，r ) = o - g ，r ) ( 1 2 ) 则有： 吕。( x ，r ) = 盯c r 0 ( x ，j r ) h ( x 一舌，r 一，7 k d 。 = f ( 础) 盯( x 一古，r 一，7 k d 。 = c r 0 ( x ，r ) ( 1 3 ) 由此可见，只有当网络冲激响应为仃函数时，雷达图象才是地域散射系数的正确 复现。为了使雷达图象尽可能逼真地反映地域散射系数的真实情况，应该要求综合孔 径雷达的冲激响应尽可能接近盯函数。 1 3 雷达回波特性分析 下面推导综合孔径雷达的冲激响应，分析影响雷达冲激响应的因素。 设雷达发射信号s t o ) 为窄带信号： ( ，) = r e i ，( ，一j _ r e b ( ，蒯矿一j ( 1 4 ) 式中“( f ) 为窄带信号的复振幅，a ( ) 为窄带信号的包络函数。式中p o ) 为窄带信号的 相位函数。 通过点目标散射，接收到的信号为： s r 0 ) = r e b ( f n 叫 ( 1 5 ) 其中 口= 等嗵t + 与笋， e ， cz “ 式中x = v a f 也是时间函数。 这样时间函数有两种概念：包含在信号包络函数和相位函数中的时间和包含在信 号延迟a 中的时间。前者反映了信号变化；而后者则反映载机运动引起的位置变化。 通常情况是：在信号的持续时间里，雷达载机前进所引起的雷达位置变化是微不足道 的，可以忽略，换句话说，包含在信号包络和相位函数时间是“快”变化时间，而包 含在载机位置x 中的时间是慢变化时间。由于在信号持续时间里载机运动可以忽略， 在考虑信号变化的快时间间隔( 即信号持续时间) 里，“慢”时间变化为零。也就是说， 两者可以分开。 吕。( x ，r ) = 盯c r 0 ( x ，j r ) h ( x 一舌，r 一，7 k d 。 = f ( 础) 盯( x 一古，r 一，7 k d 。 = c r 0 ( x ，r ) ( 1 3 ) 由此可见，只有当网络冲激响应为仃函数时，雷达图象才是地域散射系数的正确 复现。为了使雷达图象尽可能逼真地反映地域散射系数的真实情况，应该要求综合孔 径雷达的冲激响应尽可能接近盯函数。 1 3 雷达回波特性分析 下面推导综合孔径雷达的冲激响应，分析影响雷达冲激响应的因素。 设雷达发射信号s t o ) 为窄带信号： ( ，) = r e i ，( ，一j _ r e b ( ，蒯矿一j ( 1 4 ) 式中“( f ) 为窄带信号的复振幅，a ( ) 为窄带信号的包络函数。式中p o ) 为窄带信号的 相位函数。 通过点目标散射，接收到的信号为： s r 0 ) = r e b ( f n 叫 ( 1 5 ) 其中 口= 等嗵t + 与笋， e ， cz “ 式中x = v a f 也是时间函数。 这样时间函数有两种概念：包含在信号包络函数和相位函数中的时间和包含在信 号延迟a 中的时间。前者反映了信号变化；而后者则反映载机运动引起的位置变化。 通常情况是：在信号的持续时间里，雷达载机前进所引起的雷达位置变化是微不足道 的，可以忽略，换句话说，包含在信号包络和相位函数时间是“快”变化时间，而包 含在载机位置x 中的时间是慢变化时间。由于在信号持续时间里载机运动可以忽略， 在考虑信号变化的快时间间隔( 即信号持续时间) 里，“慢”时间变化为零。也就是说， 两者可以分开。 儿 j ：d s p 发系? n s a p , 成f 蒙饵法f ，j 心川f l j i _ 宄 识1 ij 划旭，睫。犬，艾化町丌乃，叟刚信号决定，宙达的口e 离向分辨率，而随“慢” 变化时间而变的载机运动，则决定了雷达方位向分辨率特性。 下面，将信号表示成“决”变化时间t 和载机位置x 的二元函数，于是有： “列舢婀一牛学胪。i + 学 ， 由于一般有： ( x x ) r ( 1 8 ) 故可以略去( ) 中的垒丢笋项，于是上式变为： 咖舢枇一事旧】+ 警 l m 一掣州f - 舞k 州l 。， 式中括号中的第一项：卢f ，一等 e h 。一等代表雷达发射信号，由它决定雷达距离向分 辨率；式中第二项：。一，羔p t ) 2 是方位回波多普勒信号，由它决定雷达方位向分辨率。 为了改善雷达距离向分辨率，通常的综合孔径雷达大都采用线形调频脉冲压缩信 号。这时有： ( ，一等小班。1 7 ( 1 式中a 为发射信号幅度，而口为： 2 r d 一 c 代表点目标回波延迟时间；，为线形调频信号。将( 1 4 2 ) 代入( 1 4 1 ) 可得 s ，c z ，r ，= = r 。e k 爿e ( ，一口) e j ；i ，。一) 2 e j 曩( j x 7 c - z ， 接收到的信号经同步检波，减去载频珊。，并将幅度归一化得 s 。g ，r ) ：= r t e ej ，“一n ) 2 e 一筹( j y ) 2 c ，- 。， 将此信号经过匹配滤波器，求其相关积分，即可得输出信号，按定义，这时输出信号 即为综合孔径雷达的冲激响应h ( x ，m 一( x ，r ) 2 - t e j j e j ；r “一口) 2 e j 条( j r ) 2 e j k ，。+ f d ) 2 e j 嚣- + 一y y t t 2 s t e c f e j i 2 f 一。j 2 e 一i 2 r v + j 2 c ，c e j 纂( 一x ) 1 e 豢十j 一- r f c ，。， 2 石 s i n lx 丑r 5 堑三。 旯r 5 斟e 奈2 7 ( 二)| | 5 f ，0 式中f 为信号脉宽，而： 为线形调频压缩后主瓣宽度， 在( 1 1 4 ) 中， 为综合孔径处理后主瓣宽度， 1 4 距离徙动问题 fx 、 8 1 n h 万j j f x1 刀l 瓦j 。2 万 由它来决定雷达距离向分辨率。 旯r 成2 虿 它就是雷达方位向分辨率。 ( 1 1 4 ) ( 1 1 5 ) ( 1 1 6 ) 距离徙移包括距离走动和距离弯曲。距离走动是线性效应，而距离弯曲是二次方 效应a 当天线指向不是沿着零d o p p l e r 线时，即雷达不是正侧视时，就回产生距离走 动。这时一个点目标的回波信号就不只是位于一个距离门内，而是随着雷达的移动， 卜 生扣 砖 s 。g ，r ) ：= r t e ej ，“一n ) 2 e 一筹( j y ) 2 c ，- 。， 将此信号经过匹配滤波器，求其相关积分，即可得输出信号，按定义，这时输出信号 即为综合孔径雷达的冲激响应h ( x ，m 一( x ，r ) 2 - t e j j e j ；r “一口) 2 e j 条( j r ) 2 e j k ，。+ f d ) 2 e j 嚣- + 一y y t t 2 s t e c f e j i 2 f 一。j 2 e 一i 2 r v + j 2 c ，c e j 纂( 一x ) 1 e 豢十j 一- r f c ，。， 2 石 s i n lx 丑r 5 堑三。 旯r 5 斟e 奈2 7 ( 二)| | 5 f ，0 式中f 为信号脉宽，而： 为线形调频压缩后主瓣宽度， 在( 1 1 4 ) 中， 为综合孔径处理后主瓣宽度， 1 4 距离徙动问题 fx 、 8 1 n h 万j j f x1 刀l 瓦j 。2 万 由它来决定雷达距离向分辨率。 旯r 成2 虿 它就是雷达方位向分辨率。 ( 1 1 4 ) ( 1 1 5 ) ( 1 1 6 ) 距离徙移包括距离走动和距离弯曲。距离走动是线性效应，而距离弯曲是二次方 效应a 当天线指向不是沿着零d o p p l e r 线时，即雷达不是正侧视时，就回产生距离走 动。这时一个点目标的回波信号就不只是位于一个距离门内，而是随着雷达的移动， 卜 生扣 砖 仆仃d s p ”技系 屯f ls a rj 戊像钟：法中的心j l j f 究 按照线性的关系偏离。 当合成孔径的氏度与到e l 标的距离相比较长时，在合成孔径术端和中间位置处的 雷达到目标距离之间存在着较大差别，就会产生距离弯啦问题。这时，一个点目标在 实际天线边缘时处在一个距离门里，而到波束中心时，却位于另外一个距离门里。随 着目标通过实际天线波束，引起一个点e l 标的方位数据轨迹不再沿着直线分布，而是 在若干个距离门之间移动。这种点目标通过实际天线波束所产生的距离变化，即距离 弯曲，会引起雷达信号距离向和方位向的耦合。使得成像处理不能简单地将距离和方 位分开，进行一维处理，而要采用二维处理，因而增加了信号处理的复杂性。 1 5 二维距离可分离算法 由( 1 9 ) 式可见，在旁视模式下距离向和方位向之间的距离徙动可以忽略。所以 在这种情况下可以进行二维变量分离，综合i l 径雷达的冲激响应可以分解成方位向冲 激响应和距离向冲激响应的乘积。即有： a ( x ，f ) = x ，班h ox ，) ( 1 1 7 ) 式中 。x ，t ) 和 。x ，f ) 分别表示综合孔径雷达距离向和方位向的冲激响应的复数形 式。 这样可将图1 1 所示综合孑l 径雷达理论模型表示成图1 2 ： 广 厂 n 啪一h “，dh h a ( x , t ) 卜们( 列) 图12 综合孔径雷达理论模型( 二级一维网络) 即把信号处理分成两步：距离向脉冲压缩和方位向波束锐化，此二维过程分解成 两个一维过程的级联，即将地域回波信号通过两个匹配滤波器，分别进行距离和方位 向的压缩。 1 6 匹配滤波器 系统满足传递函数 h ( j c o ) = k s j ( c o ) e 一 ( 1 1 8 ) 1 0 仆仃d s p ”技系 屯f ls a rj 戊像钟：法中的心j l j f 究 按照线性的关系偏离。 当合成孔径的氏度与到e l 标的距离相比较长时，在合成孔径术端和中间位置处的 雷达到目标距离之间存在着较大差别，就会产生距离弯啦问题。这时，一个点目标在 实际天线边缘时处在一个距离门里，而到波束中心时，却位于另外一个距离门里。随 着目标通过实际天线波束，引起一个点e l 标的方位数据轨迹不再沿着直线分布，而是 在若干个距离门之间移动。这种点目标通过实际天线波束所产生的距离变化，即距离 弯曲，会引起雷达信号距离向和方位向的耦合。使得成像处理不能简单地将距离和方 位分开，进行一维处理，而要采用二维处理，因而增加了信号处理的复杂性。 1 5 二维距离可分离算法 由( 1 9 ) 式可见，在旁视模式下距离向和方位向之间的距离徙动可以忽略。所以 在这种情况下可以进行二维变量分离，综合i l 径雷达的冲激响应可以分解成方位向冲 激响应和距离向冲激响应的乘积。即有： a ( x ，f ) = x ，班h ox ，) ( 1 1 7 ) 式中 。x ，t ) 和 。x ，f ) 分别表示综合孔径雷达距离向和方位向的冲激响应的复数形 式。 这样可将图1 1 所示综合孑l 径雷达理论模型表示成图1 2 ： 广 厂 n 啪一h “，dh h a ( x , t ) 卜们( 列) 图12 综合孔径雷达理论模型( 二级一维网络) 即把信号处理分成两步：距离向脉冲压缩和方位向波束锐化，此二维过程分解成 两个一维过程的级联，即将地域回波信号通过两个匹配滤波器，分别进行距离和方位 向的压缩。 1 6 匹配滤波器 系统满足传递函数 h ( j c o ) = k s j ( c o ) e 一 ( 1 1 8 ) 1 0 仆仃d s p ”技系 屯f ls a rj 戊像钟：法中的心j l j f 究 按照线性的关系偏离。 当合成孔径的氏度与到e l 标的距离相比较长时，在合成孔径术端和中间位置处的 雷达到目标距离之间存在着较大差别，就会产生距离弯啦问题。这时，一个点目标在 实际天线边缘时处在一个距离门里，而到波束中心时，却位于另外一个距离门里。随 着目标通过实际天线波束，引起一个点e l 标的方位数据轨迹不再沿着直线分布，而是 在若干个距离门之间移动。这种点目标通过实际天线波束所产生的距离变化，即距离 弯曲，会引起雷达信号距离向和方位向的耦合。使得成像处理不能简单地将距离和方 位分开，进行一维处理，而要采用二维处理，因而增加了信号处理的复杂性。 1 5 二维距离可分离算法 由( 1 9 ) 式可见，在旁视模式下距离向和方位向之间的距离徙动可以忽略。所以 在这种情况下可以进行二维变量分离，综合i l 径雷达的冲激响应可以分解成方位向冲 激响应和距离向冲激响应的乘积。即有： a ( x ，f ) = x ，班h ox ，) ( 1 1 7 ) 式中 。x ，t ) 和 。x ，f ) 分别表示综合孔径雷达距离向和方位向的冲激响应的复数形 式。 这样可将图1 1 所示综合孑l 径雷达理论模型表示成图1 2 ： 广 厂 n 啪一h “，dh h a ( x , t ) 卜们( 列) 图12 综合孔径雷达理论模型( 二级一维网络) 即把信号处理分成两步：距离向脉冲压缩和方位向波束锐化，此二维过程分解成 两个一维过程的级联，即将地域回波信号通过两个匹配滤波器，分别进行距离和方位 向的压缩。 1 6 匹配滤波器 系统满足传递函数 h ( j c o ) = k s j ( c o ) e 一 ( 1 1 8 ) 1 0 条件的滤波器称之为匹配滤波器，118 式中s j ) 是输入信号的复共轭。它是追求输 出最大信噪比的滤波器。输出信号波形是输入信号的自相关积分，可以用时域相关器 代替匹配滤波器。 在频域上选取一参考信号，使得它为输入信号的复共轭，再与输入信号在频域中 相乘再变换回时域中去，就等于输入信号与匹配的滤波器的冲激响应。设输入回波信 号s ( n ) 经过一冲激响应为h ( n ) 的滤波器，输出为： 一1 j ，( 月) = j ( h ) + ( ) = s ( i ) h ( n f ) = f “ f j ( ) f ( n ) 】) ( 1 1 9 ) = 0 实现快速卷积原理图如下： 图13 实现快速卷积原理图 1 7 距离多普勒成像算法 1 7 ir d 算法分析 在s a r 旁视天线指向与载机飞行方向不垂直时，雷达天线与成像目标间的相对 运动一方面提供了用于方位向处理的相位信息，另一方面也造成了目标回波在距离方 向的延迟变化，即距离徙动。因此，距离徙动校正是s a r 成象算法中的个关键问 题，它直接影响着成象的质量和运算量。由于距离徙动的影响，s a r 系统的响应有 距离向和方位向相互祸合，成为不能分离的二维处理【6 】。距离一多普勒( r d ) 算法的基本思想是把二维移变滤波器分解成两个一维处理的级联，先对每个回波脉冲 进行距离向压缩，然后在距离一多普勒域中，通过插值来解除由于距离徙动所引起的 纵向和横向间的耦合，这样，就把二维处理过程变成了两个一维的级联，最后完成横 向聚焦处理。 假设发射信号的基带形式为如下的线性调频信号， p ( r ) = m ( v ) e x p l - j o o ( r ) ( 1 2 0 ) 条件的滤波器称之为匹配滤波器，118 式中s j ) 是输入信号的复共轭。它是追求输 出最大信噪比的滤波器。输出信号波形是输入信号的自相关积分，可以用时域相关器 代替匹配滤波器。 在频域上选取一参考信号，使得它为输入信号的复共轭，再与输入信号在频域中 相乘再变换回时域中去，就等于输入信号与匹配的滤波器的冲激响应。设输入回波信 号s ( n ) 经过一冲激响应为h ( n ) 的滤波器，输出为： 一1 j ，( 月) = j ( h ) + ( ) = s ( i ) h ( n f ) = f “ f j ( ) f ( n ) 】) ( 1 1 9 ) = 0 实现快速卷积原理图如下： 图13 实现快速卷积原理图 1 7 距离多普勒成像算法 1 7 ir d 算法分析 在s a r 旁视天线指向与载机飞行方向不垂直时，雷达天线与成像目标间的相对 运动一方面提供了用于方位向处理的相位信息，另一方面也造成了目标回波在距离方 向的延迟变化，即距离徙动。因此，距离徙动校正是s a r 成象算法中的个关键问 题，它直接影响着成象的质量和运算量。由于距离徙动的影响，s a r 系统的响应有 距离向和方位向相互祸合，成为不能分离的二维处理【6 】。距离一多普勒( r d ) 算法的基本思想是把二维移变滤波器分解成两个一维处理的级联，先对每个回波脉冲 进行距离向压缩，然后在距离一多普勒域中，通过插值来解除由于距离徙动所引起的 纵向和横向间的耦合，这样，就把二维处理过程变成了两个一维的级联，最后完成横 向聚焦处理。 假设发射信号的基带形式为如下的线性调频信号， p ( r ) = m ( v ) e x p l - j o o ( r ) ( 1 2 0 ) 丛生里! 堕丝至幽：! 坚型塾塑型塑型型丝 ( f ) = e x p ( 一，z 兰y2 ) = e x p ( 一，r k r2 ) ( 1 2 1 ) 式中m ( ) 为发射信号包络，b 为带宽，t 为时宽，k = b t 为调频斜率。 r d 算法首先对回波信号进行距离向匹配压缩处理， s 、( f ，r ；r ) = s ( t ，r ；r ) + h ，( f ) ( 1 2 2 ) 其中参考函数为 h ，( f ) = p ( 一r ) ( 1 2 3 ) 距离压缩可在频域实现，以利用f f t 提高计算效率，此时参考函数的频域表达式为， h ，( 五) 2 卅( 一素) e x p ( 一，”管) ( 1 。2 4 ) 设包络m ( ) 为矩形函数，则距离压缩后的信号为 s i ( r ，v ) ：g ( ，) s i n c 脑p 一三塑蔓刍) e x p 一竿r ( 咿) ) ( 1 2 5 ) 现在，目标响应在每条距离线上呈s i n c 函数形状，其最大值位置在横向上沿距离徙动 轨迹分布。为了把目标能量重新集中起来，下面的横向聚焦处理只要在此徙动轨迹上 进行即可。但实际中存在两个问题，一是在同一距离不同方位上分布着许多目标，它 们的徙动轨迹相互重叠，在时域中无法对它们进行统一校正；二是实际回波在两个方 向上都是采样离散过的，徙动轨迹并不准确分布在采样点上。 前者的解决办法是把s 。( f ，f ；，) 沿横向时间t 做f o u r i e r 变换，进入r - d 域，利用( 1 ”、 式的近似和驻留相位原理，可得， 趴枷c 扣懈一等一考每猕卅，争唧h 和 z e ， k 。= 厶= 一 ( 1 2 7 ) 式中k 。为方位向调频斜率，r 为天线相位中心与载机斜距。因为f 对应距离， 而横向频率：是由于回波多普勒频移产生的，故有r - d 之称。此时，同一距离不同 方位的点目标具有同样的轨迹，如图1 4 所示。所以在r d 域中，同一距离不同方位 目标的距离徙动可以一起得到校正。 对于徙动轨迹不在采样点的问题则可用插值来解决。根据香农采样定律，如果已 知信号 s z ( ：，r ) = s ，( 厂，r ) - s i nc i r , ( r o ) 】( 1 2 8 ) 式中：为回波信号在距离方向的采样率，它总大于信号的带宽b ，因此1 2 8 式的插 值恢复不会产生混迭。在具体实现时，1 2 8 式的求和长度多截断到8 点以下，即所需 位置的取值仅由其前后各4 个采样点的值来确定。当然，也可以采用其它的插值算法， 但插值函数的选取要兼顾运算量和插值精度【5 】。 1 7 2 距离徙动及其校正 距离迁移包括距离弯曲和距离走动。距离走动部分的校正可在时域直接完成；而 距离弯曲校正必需在方位向f o u r i e r 变换之后进行，即在距离一多普勒域完成，在这里 只考虑弯曲校正。 c 图1 4 距离多普勒域中距离弯曲示意 对于回波信号，己知的值为s ( m ，n ) ，一m 2 州 m 2 ，一n 2 n n 2 ，m 为方位向 f o u r i e r 变换长度，n 为距离向采样点数，1 t i 和1 1 分别为方位向频率和距离门的序数。 而方位向处理需沿着距离弯曲的轨迹进行，即所需值为s ( m ，n + 2 尺阳，n ) f s c ) 。由 于不能保证2 r ，n ) l c 是整数，所以集合爷( ，l ，n + 2 a r ( m ，n ) 丘c 并不包含在已知 数据( s ( 坍，n ) 集合中，因此要从s 沏，n ) 估计得到s m ，n + 2 2 3 r ( m ，n ) 正c ，这就是一 个沿距离方位向的插值问题。从这个意义上可以说距离弯曲校正问题是一个插值问 1 7 3 距离一多普勒方法中的几种插值算法比较 一 丛堑里! ! ：笪丝垒型i ：! 垒! 坐堡塑鲨。幽! 生型坐笪 ( 1 、最邻域近似 这种算法的思路是：由图i 4 ，在多普勒频率轴上任取一点，沿水平方向与距离弯曲 轨迹有一交点，沿此交点作一垂直线，它与距离轴的交点作为最邻域的估计值。直接 把与位置， + 2 a r ( m ，n ) l i c ) 最靠近的s ( m ，”) 作为s ( m ，n + 2 a r ( m ，n ) 工c ) 的估计值 s ( m ，甩+ 2 a r ( m ，n ) 4 c ) ，即 月( m ，月) 。 2 a r ( m ，n ) l c 】墩整 ( 1 2 7 ) a n ( m ，月) = 2 6 r ( m ， ) 工i c 一 。 r 1 2 8 ) 。( m ) ：；( 佩，2 + 础佩眦c ) = p 肘”x 加钏( 1 2 9 ) 1 5 ( ，斛1 ) ，幽0 5 式中n 。为距离弯曲偏移量的整数部分，a n 为其小数部分。它们都是m 和n 的函数。 ( 2 ) 拉格朗日插值 给定h 个不等距结点_ = + i h ( i = o ，i ， 一i ) 上的函数值只= 厂( _ ) ，用拉格朗目插值 公式计算指定插值点t 处的函数近似值z = 厂( r ) 。由于高次插值会出现r u n g e 现象， 故实际很少采用，这里仅考虑三次以下的插值。 s ( m ，月) 估计得到j 沏，n + 2 a r ( m ，n ) l c ) ，可以利用上面的拉格朗日插值方法。 对于三次插值有： j ( 肌，胛) = s ( m ，n + 疗。+ a n ) = s ( m ，胛+ 胛一1 ) ，o + s ( m ，仃+ 仃。) ， + s ( m ，1 7 + n + 1 ) z 2 + s ( m ，n + n 。+ 2 ) t 1 其中： ，一a n ( a n 一1 ) ( a n 一2 ) 0 一f 一 l ：( 1 + a n ) ( a n - 1 ) ( a n - 2 ) ， ，：一( 1 + a n ) a n ( a n - 2 ) z 厶= ( 1 + a n l ) a _ n ( a n - 1 ) ( 1 3 0 ) ( 1 3 1 ) ( 1 3 2 ) ( 1 3 3 ) ( 1 3 4 ) 4 1 7 4 两种插值方法运算量比较： ( 1 ) 最邻域近似方法不需要乘法和加法运算，仅需要2 m n 次数据搬移操作。 系数2 表示对实部和虚部同时操作。设m = 1 0 2 4 ，n = 4 0 9 6 ，则所需的数据搬 移次数为8 * 22 0 次。 ( 2 ) 对于拉格朗日插值而言，p 点插值方法需要2 m n p 次实乘法运算和 2 m ( p 一1 ) 实加运算。设m = 1 0 2 4 ，n = 4 0 9 6 ，p = 4 ，则实乘法为1 6 2 2 0 次，实加法为1 2 22 0 次。 事实上，多项式插值与最邻域近似相比，虽然计算量大许多，但是性能并无太大 改善( 这里指相位保真性而言) 。 1 7 5 距离徙动校正后表达式 经过距离徙动校正，在r - d 域中，所有位置上的目标徙动轨迹都平行于多普勒 频率轴：，此时有 岛( ，) = g ( 务s i