（电子科学与技术专业论文）一种pwm升压式dcdc芯片的设计.pdf

华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t m o t i v a t e db ye m e r g i n gp o r t a b l ea p p l i c a t i o n st h a td e m a n dl o w - p o w e rh a r d w a r et o m a x i m i z eb a r e l yr u n - t i m e ，h i g h e f f i c i e n c yl o w - v o l t a g ed c - d cc o n v e r s i o ni sab e t t e r s e l e c t i o n t h et h e s i si sac o n c l u s i o no f ah i g l le f f i c i e n td c d cc o n v e r t e rd e s i g n t h i st h e s i sd i s c u s s e dt h ep u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ( p w m ) c o n t r o lo fab o o s td c d c c o n v e r s i o n a n a l y s i s t h e a d v a n t a g e s a n dd i s a d v a n t a g e sa b o u tt h ep w mc o n t r o l t e c h n o l o g i e s ，a n dp r o v i d eas o l u t i o n a c c o r d i n gt ot h es t r i c tr e q u e s tf o rt h eb u l k , c o s ta n dp o w e r , t h ea r c h i t e c t u r eo ft h e c o n v e r t e ri sd e s i g n e d t h ef o l l o w i n gi st h em a i nc h a r a c t e r i s t i c so ft h ec o n v e r t e r ：w i t hh i 曲 s w i t c h i n gf r e q u e n c ya t1 2 m h z ，a n dw i t ht h ei n t e g r a t i o no ft h es w i t c ht r a n s i s t o ra n dt h e p w mc o n t r o l l e ri n t oo n ec h i p s m t ( s u r f a c em o u n t i n gt e c h n o l o g y ) c a p a c i t o r & i n d u c t o r c a l lb ea p p l i e dt om i n i m i z et h eb u l ko ft h ep o w e rs u p p l ys y s t e m ；a d v a n c e dc u r r e n tm o d e c i r c u i ta r es p e c i a l l yu s e dt oe a l s u r el o w e rp o w e rc o n s u m i n g , b e t t e rt r a n s i e n tr e s p o n s ea n d l e s sf l u c t u a t eo f o u t p u tv o l t a g e s i m u l a t ea l lc r i t i c a lf u n c t i o n a lb l o c k sa n dg i v er e s u l t sw i 也s p e c t r e s e l e c td i f f e r e n t c o m p o n e n t s ，s i m u l a t et h es y s t e ma n dg i v et h er e s u l t sa b o u ts y s t e mc h a r a c t e r s t h er e s u l t s h o w e dt h ee f f i c i e n c ya t 也ev a i l a b l e1 0 a d s k e y w o r d s ： s w i s h i n gs u p p l y ，d c - d cc o n v e r t e r c u r r e n t - m o d e ，p w mc o n t r o l i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集 体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中 以明确方式标明。本人完全意识到，本声明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名：名i 挺经 日期： m b 年! ，月1 矿日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本 人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本论文属于不保密一 ( 请在以上方框内打“扩) 学位论文作者签名：欲雹 指 日期：分卯6 年罗月f 口日 华中科技大学硕士学位论文 1 绪论 电源芯片是电子设备的动力心脏，有巨大的市场需求，随着电子技术的高速发展， 电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切而电子设备都离不开可靠的电源【l 】。2 0 0 4 年，我国电源管理i c 市场加速增长，销售量和销售额增幅远远超过前两年，分别达 到2 8 3 和3 7 6 ，全年销售量为3 0 8 亿片，销售额达到1 6 5 2 亿元。在市场需求量 和产品升级这两个动力的推动下，在未来5 年，我国电源管理i c 市场将一直保持较 高的增长速度。预计2 0 0 6 2 0 0 7 年，我国电源管理i c 市场将进入一个加速发展的时 期，销售额增长率逐年增加；从2 0 0 8 年开始，随着全球电子整机产品生产向我国转 移的速度逐渐放缓，电源管理i c 市场进入稳定增长时期，其销售额依旧保持较高的 增长速度，但增幅逐年减小。预计2 0 0 6 2 0 0 9 年，我国电源管理i c 市场的年复合增 长率将高达2 8 7 ，预计到2 0 0 9 年，我国电源管理i c 市场规模将达到5 8 2 6 亿元。 1 1 直流稳压电源的发展状况 直流稳压电源作为电源的一个分支，广泛应用于通信、计算机、家用电器、电子 仪器和军事等领域中。它就像人们的心脏不断地为人体提供血液那样，向电子设备输 送符合一定技术指标的直流电。稳压电源分为线性稳压电源和开关稳压电源两大类。 线性稳压电源是指电压调整功能的器件始终工作在线性放大区的一种直流稳压电源， 是发展最早、应用最广泛的一种，其技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压 电源模块，具有电源稳定度及负载稳定度高、输出电压纹波小、瞬间响应速度快、线 路结构简单，使用可靠、役有开关干扰，隔离性能好等特点。但功耗大、效率低，其 效率一般只有4 5 左右，而且体积大、重量重，不能微型化，必须有较大容量的滤波 电容，这些缺点限制了线性稳压电源的应用。 稳压电源的历史可追溯到几十年前。上世纪5 0 年代大多采用硒整流器和电子管 稳压器，6 0 年代相继采用了晶体管串联调整稳压器。从6 0 年代以来，特别是7 0 年代 中期以来，无工频变压器的开关电源风靡于世界各个工业国家。到了8 0 年代，由于 华中科技大学硕士学位论文 微电子技术的迅速发展，大规模集成电路工艺水平飞速提高，使得开关电源控制电路 的单片集成得以实现，从而极大地简化了控制电路的复杂度，降低了成本，提高了可 靠性。同时，随着大功率m o s 场效应晶体管的出现，开关电源的开关频率也提高到 1 0 0 7 0 0 k i - i z ，进一步提高了开关电源的性能。进入9 0 年代，开关电源相继进入各种 电子、电器设备领域，交换机、通讯、控制设各电源、便携式电子产品等都已广泛地 使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展【l 】1 2 】。 在近2 0 多年的高速发展中，集成开关电源沿着两方向不断变革。 ( 1 ) 对开关电源的核心单元控制电路实现集成化 1 9 7 7 年国外首先研制成功脉冲宽度调制( p w m ) 控制器集成电路。美国摩托罗 拉公司、硅通用公司( s i l i c o ng e n e r a l ) 、尤尼特德公( u n i t r o d o ) 等相继推出一批p w m 芯片，典型产品有m c 3 5 2 0 ，s g 3 5 2 4 , u c 3 8 4 2 。9 0 年代以后，国外又研制出开关频率达 1m h z 的高速p w m , _ p f m 脉冲频率调制芯片，典型产品如u c l 8 2 5 ，u c l 8 6 4 。 ( 2 ) 对中、小功率开关电源实现单片集成化。 此方向大致分两个阶段：8 0 年代初，意法半导体有限公司( s g s - t h o m s o n ) 率先推 出i a 9 6 0 系列单片开关式稳压器。该公司于9 0 年代又推出了i a 9 7 0 a 系列。其特点 是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片。 1 9 9 4 年，美国动力( p o w e r ) 公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单 片开关电源，被人们誉为“项级开关电源”。其第一代产品为t o p s w i t c h 系列，第二代 产品则是1 9 9 7 年问世的t o p s w i t c h i i 系列。1 9 9 8 年又推出了高效、小功率、低价格 的四端单片开关电源t i n y s w i t c h 系列。在这之后，m o t o r o l a 公司于1 9 9 9 年又推出 m c 3 3 3 7 0 系列五端单片开关电源，亦称高压功率开关调节器。 现在，由于消费类电子产品的巨大市场和发展潜力，适合于电池供电的便携式电 子产品的小功率、低功耗、高效率、小体积、轻重量的d c d c 变换器更是异军突起。 2 0 0 0 年，美国国家半导体公司研制的高效率o 5 a s i m p l es w i t c h e r d c - d c 转换器，效 率高达9 6 ，适应低温运行、长寿命、小体积电池电源的设计方案。德卅l 仪器( t d 公司 的新型低功耗、高频d c d c 降压转换器，可延长便携式电子系统的工作时间，其最 高工作频率为2 5 m h z ，转换效率高达9 4 ，对于那些由单节或双节锂离子电池组供 2 华中科技大学硕士学位论文 电的手持电子设备，如音频播放器、数码相机、手机、无线电话和个人数码助理( p d a ) 等，是非常理想的电源转换器件。而安森美半导体生产的微功率脉冲宽度调制器( p w m ) 的升压d c d c 变换器，封装体积可节省百分之六十，并且具有增强功能，可以降低 手掌游戏机、移动电话、数码相机以至其它消费类手提产品的电源损耗。 我国的开关电源研制工作开始于上世纪6 0 年代初，到6 0 年代中期进入了实用阶 段，7 0 年代初开始研制无工频降压变压器开关电源。1 9 7 4 年成功研制出了工作频率 1 0 k h z 、输出电压为5 v 的无工频降压变压器开关电源。近2 0 多年来，我国的许多研 究所、工厂和高等院校已研制出了多种型号的工作频率为2 0 k h z 左右，输出功率在 1 0 0 0 w 以下的无工频降压变压器开关电源，并应用于计算机、通信、影音等方面， 并有着较好的效果。工作频率为1 0 0 2 0 0 k h z 的高频开关电源于上世纪8 0 年代初就 己开始研制，9 0 年代初试制成功，目前己进入了应用阶段。 。多年来，尽管我国在这方面投入了大量的人力和物力，做出了巨大的努力，并取 得了可喜的成就。但是，目前我国的开关电源技术与世界上先进的国家相比仍有较大 的差距。 1 2 开关电源的分类 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率( d i 空比) ，维持稳定输出电压的一种电源。它可分为a c - d c 和d c d c 两大类，一般由 脉冲宽度调制( p w m ) 或脉冲频率调s j ( p z m ) 控制i c 和功率半导体器件构成。具有功耗 小、效率高( 可高达7 0 - - 9 5 ) 、体积小、重量轻、稳压范围宽、滤波效率高、不需要 大容量的滤波电容等优点。 ( 1 ) a c d c 变换1 3 】 a c d c 变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流 向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。a c d c 变换器的输 入为5 0 6 0 h z 的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必 不可少的，同时因遇到安全标准( 如u l , c c e e 等) 及e m c 等的限制( 如i e c ，f c c ，c s a ) ， 华中科技大学硕士学位论文 交流输入端必须加e m c 滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制a c - d c 电源体 积的小型化。另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决e m c 电磁 兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的 原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，限制了a c d c 变换器模块化的 进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度 4 】【5 】。 ( 2 ) d c d c 变换 d c - d c 变换器是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波器。 它有两种工作方式：一是脉宽调制方式( p w m ) ，周期( d 不变，o ( 导通时间) 可改变， 另一种是频率调制方式( p f m ) ，t o 不变，周期五可改变。其原理框图如图1 1 所示a + 表示反馈信号的方向 t 图1 - 1d c d c 变换器原理框图 从结构上讲，d c d c 变换器又可分以下几种类型： a ) 降压型变换器( b u c k ) ，它使直流电压减小，v o ，v i 。= d ( 占空比) 。转换率为 m ( d ) = d 。 b ) 升压变换器( b o o s 0 与降压变换器有相似的结构，只是开关和电感的位置互 4 华中科技大学硕士学位论文 换。它的输出电压v o 比输入电压v 佃高，v 。i 。= i o d ) 。转换率为 m ( d ) = i ( 1 - d ) 。 c ) 升降压变换器( b u c k b o o s t ) ，它的开关通过功率输入电压连接电感到输出， 改变了电压的极性，同时使电压增加或降低，v o i 。= - d ( 1 - d ) ，转换率为 m ( d ) 2 - i ( 1 - d ) 。 mc u k 变换器在输入和输出间串联电感，开关通过电容连接输入和输出， v o v i n = - d ( 1 - d ) 。转换率m ( d ) 与升降型一样。 曲s e p i c ( s i n g l e - e n d e dp r i m a r yi n d u c t a n c ec o n v e r t e r ) 同样也可以使电压大小增加 或减小，但是它不改变电压的极性，v i 。= d ( 1 d ) 。其转换率为 m ) ；d ( 1 一d ) a 1 3d c - d c 变换器的主要趋势 1 】高频化 这是缩小电源体积、减轻重量、提高功率密度，改善动态响应的重要技术途径。 高频化还可使开关电源的动态品质得到改善。在2 0 0 0 年小功率d c - d c 变换器的开关 频率由原来的2 0 0 3 0 0 k h z ，提高到1 m h z 。但高频化又会产生新的问题，如：开关损 耗以及无源元件的损耗增大，高频寄生参数以及高频e m i 的问题等。 2 ) 高效率 作为电源，效率是重要的关键指标之一。高频化的结果，使开关损耗显著增加。 因此，上世纪8 0 年代后期以来，软开关变换技术始终是电源技术研究的热门课题。 它在理论上可使开关损耗降为零。实际上，可使目前的各种电源模块的变换效率由8 0 提高到9 0 以上，已经达到高效率的功率变换。 3 ) 大电流 d c d c 变换器在系统中实现的是能量转换功能，是将电池输入能量以不同的电 平转换到不同的部分。现在高速工作系统在瞬时需要传输很大的能量，所以d c d c 芯片需要提供1 0 0 m a 甚至l a 级的电流。这需要d c d c 芯片中主要能量传输通路能 华中科技大学硕士学位论文 够承受如此大的电流。特别是开关管，在现在电源管理的要求下，需要能够快速响应 在短时间内，从关断条件下转变为传输大电流，或在大电流条件下迅速关断。同时， 需要解决功率传输管的散热问题，因此在工艺上需要特殊处理。 4 1 高精度 d c - d c 芯片是给电子系统的各个不同部分供电，有的部分( 例如计算机中的c p u ) 需要d c d c 芯片提供高精度的电平，不然会对该部分的工作效率和散热问题带来致 命的影响。 5 ) 低功耗 虽然d c - d c 变换器完成的是系统中大能量传输功能，但是用户或系统生产厂商 希望d c - d c 变换器本身消耗系统的能量很少，理想情况是希望d c - d c 变换器根本不 消耗能量。从电路设计方面需要进行低功耗设计，减小工作电路的直流电流并需要判 别电路工作状态，以关断部分电路；节省电路的功耗。在工艺方面，宜采用低漏电工 艺。 6 、低工作电压 由于用一节电池的便携式电子系统越来越多，需要在更低输入电压( 0 5 v 1 5 v ) 下可以升压的开关稳压i c 。 1 4 本文的研究内容及结构安排 目前，各种便携式电子产品，如随身昕、c d 、m p 3 、照相机、摄像机、手机、 手提电脑等，己普遍采用电池供电( 1 5 v 3 v 3 6 v ) 。电池供电逐渐成为主要的趋势。 这些系统中所采用的工作电压大都在3 3 v s v ，电压转换依靠d c d c 变换器来实现。 随着市场上各种便携式产品的不断增长，以及近年来数码业的快速发展，对低 功耗、高转换效率、小体积的d c - d c 变换器的需求也迅速增加。因此，d c d c 变换 器具有极高的市场潜力，前景非常乐观【”。 但是，目前国内这方面的电源管理芯片大多依赖进口，如德州仪器、m a x i m 、 l i n e a r 等公司的电源管理芯片。所以，从事应用于便携式电子产品的d c d c 转换芯 6 华中科技大学硕士学位论文 片的设计及开发，具有重要的现实意义。 本课题研究了p w m 升压式d c - d c 开关电源管理集成电路的设计方法。 第一章介绍与本文相关的技术背景及其发展状况。 第二章分析升压式开关电源主回路拓扑结构及其工作原理，并在此基础上对工作 在不同模式下的主回路特性作了比较研究。 第三章对b o o s t 变换器控制系统原理进行了分析，并对其基本的控制特性进行 了研究，分析了影响控制系统性能的因素，结合上一章的一些基本定义和要求，建立 了p w m 升压式开关电源控制系统，设计了主回路元件，为电路的设计提供了限制条件 和需折衷考虑的因素。 第四章在电路层次上对所设计的控制系统功能电路进行了分析，并介绍了部分电 路的设计思路，在仿真比较的基础上初步验证了设计思想的准确性。最后简单介绍了 所采用的工艺以及版图设计上的考虑。 第五章总结了本论文的工作，并对未来的发展提出展望。 1 5 关于本课题所做的工作 本人在攻读研究生硕士学位期间主要做了以下工作： 1 收集阅读了国内外百余篇关于d c - d c 转换器的资料，了解了d c - d c 变换器 的基本工作原理、各种常见的结构以及设计的思想。 2 参与一款d c d c 转换芯片的研制，负责系统的设计，以及各单元电路以及大 功率开关管等的设计。熟悉了芯片的设计流程，对于电路结构的设计、电路仿真、版 图设计以及芯片测试有了全面的了解，积累了一定的项目经验。 3 参与一款白光l e d 驱动芯片的研制，负责带隙基准、比较器等单元电路的设 计。 4 参与了一款热插拔控制器芯片的研发工作，负责带隙基准和欠压闭锁等单元 电路的设计。 以上所列举的内容为本人能够顺利完成毕业设计的课题打下了良好的基础。通过 华中科技大学硕士学位论文 毕业设计，对如何搜集和整理资料、提升自学能力、在学习和科研的过程中发现和解 决问题都有了一定程度的提高。 华中科技大学硕士学位论文 2d c - d c 变换器的原理和工作模式 2 1d c - d c 变换器的基本原理 尽管d c - d c 变换器种类繁多，但它们的工作原理基本一致，即利用控制电路产 生受误差信号调制的开关信号去控制功率开关管的导通与截止，再利用电感、电容及 二极管的储能和释能作用实现稳压 6 】。下面简要介绍d c - d c 变换器的基本工作原理。 一个基本的升压型d c d c 变换器电路和波形图如图2 - 1 所示。 v o lo r l 皿口鹾! ： 图2 - 1 升压型d c d c 变换器电路和波形图 理想的开关s 1 是没有电压降的，但实际上，开关通常利用半导体器件，如二极 管、功率m o s f e t 、i g b t 、双极型晶体管来实现，它是有电压降的。典型的开关频 华中科技大学硕士学位论文 翠征l k h z 1 m h z ，由半导体器件的速反决定。假设功翠开关管s 1 导遁时的电j 盘降 p 矗= 匕，二极管d 导通时的正向压降为，储能电感l 上的最小电流t 曲= o 。 当s 1 开始饱和导通时( o 时间内) ，通过l 、s l 形成回路，电感中的电流屯即 为回路电流。由于电感电流不能突变，其两端会产生极性为左正右负的感生电动势， 存储能量，d 截止。t 从最小值开始线性增加，经过0 时问，s 1 从饱和导通转入截 止时刻，2 t 而。+ 蟛2 ，达到最大值k 。 战= r 毕协 = 鲁= k ( 2 - 1 ) 当s 1 截至时，t 同样不能突变。由于s 1 截止，d 导通，存储在l 中的能量通 过d 、c 、吃回路电流t 从开始线性减少，再经过。时间，s 1 从截止重新变为饱 和导通，此时f 2 i 砖+ 减小到最小值，即t 再乞内的正增量与在k 内的负增 量( 数值恰好相等。可表示为 妒r 坠础= 坚。( 2 - 2 ) 令l 芷i = f l ，则输出电压为 2 考一吧r 。t o n _ _ ( 2 3 ) 锄。 其中t 2 f 。+ 盯为脉冲周期。在理想情况下，l 。* “0 ，故 * 寺圪 ( 2 呦 上式表明升压型d c d c 变换器的输出电压与开关脉冲占空系数( 弓) 成正 比，而且总是高于输入电压值。 直流输出电流厶等于电感l 中的平均电流，表示为 1 0 华中科技大学硕士学位论文 ，0 * t = 。+ 舡l = 。+ 圭毕 = 屯。+ 丢l i = t 。+ 圭兰学 _，11肚(2-5) 由于开关波形不仅包括理想的直流部分，同时也包括非理想的开关频率谐波。大 部分情况下，必须消除谐波，使变换器的输出电压等于直流部分。电路中的l c 低 通滤波器就是用来消除谐波的。滤波器的固有频率工为 ，o ：l ( 2 6 ) 2 玎, f f 6 、。”7 固有频率五必须远小于开关频率工( 1 i ) ，以使滤波器只通过的直流部分。如 果电感和电容都是理想器件，则滤波器可以无损耗地消除开关谐波。 在实际电路设计时，一般要求选取合适的l 值，使厶 k 2 ，以确保l 为连续 的工作状态；否则会导致d c d c 变换器电源的功耗增大从而性能变差。由上上式可 得保持l 为连续状态的电感临界值k 为 k 半。2 半。 ( 2 。) 而滤波电容c d 的取值取决于要求的纹波电压值。对一次谐波而言，当开关导通 时，流过电容c 0 上的电流= 乇，当开关关断时，流过电容的电流为i c = i l t o ，但 电容上的电荷变化量是相同的，则c d 上的纹波电压峰一峰值( ) 。为 ( 吃) ，= z 5 击h 出 = 去z 协。) 2 百1 。2 等 华中科技大学硕士学位论文 ：旦 r s o s 其中。2 i o n ，是占空比，f , = l 互为开关频率。 则c 0 为 c d2 2 2 连续导通与非连续导通模式 ( 2 8 ) ( 2 9 ) 升压型d c d c 开关变换器的工作模式是依据流经电感的电流是否降为零来区 分，一般可区分为两种工作模式川【8 删：( 1 ) 连续导通模式( c o n t i n u o u s c o n d u c t i o n m o d e ；c c m ) ，( 2 ) 不连续导通模式( d i s c o n t i n u o u s - c o n d u c t i o nm o d e ；d c m ) 。当流过电感 的电流不会降为零时，我们定义转换器工作在连续导通模式，而当其电感电流将会降 为零时，我们定义转换器工作在不连续导通模式，亦即流经电感器之电流为不连续。 为了分析方便，我们可以假定： ( 1 ) 开关管q l 和二极管d 1 具有理想的特性( 无损耗，无惯性) ； ( 2 ) 电感足够大，电感电流连续，电感无损耗；电容足够大，电容脉动电压可以忽 略，电容无损耗； ( 3 ) 假设输出电压纹波值与输出电压比值小到可以忽略，即可以认为矿( f ) = ， 输出直流电压无脉动：在c c m 时由于电感电流纹波值相对平均电感电流小，为了分析 方便我们也认为f ( t ) = 屯，如图2 - 2 所示。 ( 4 ) 电路进入稳态。 ，一z 一扭 华中科技大学硕士学位论文 0 a c l u a fw s v e f o n 2 2 1 连续导通模式分析 图2 - 2 电压纹波示意图 假设转换器工作在连续导逋模式，则流经电感的电流小会降为零，议升夫动作周 期为z ，闭合时间为乙- d 正，断开时间为l d ) z ，d 为接通时间占空比，分析 如下： ( 1 ) 功率开关q 1 导通时，电感电流不断线性增长，其增量为：屯= 睾d z ，负载 t ， 由电容c 供电，由图2 - 3 ( a ) 等效电路知，电感两端电压为 ( t ) = 名 ( 2 1 0 ) 电容上的电流为： =堡r(2-n) ( 2 ) 功率开关q 1 截止时，电感电流不断线性下降，其增量为：, l v o l - k - d z ， 由图2 - 3 ( b ) 等效电路知，电感两端电压为： 华中科技大学硕士学位论文 圪( t ) = 名 ( 2 - 1 2 ) 流过电容电流为： i c = i 一堡r ( 2 - 1 3 ) 由于稳态时电感电流变化量绝对值相等。= i 之：i ，所以 型翌：! 生二堡! ! ! 二竺! 三 工 也即有电感伏秒平衡公式，有 d z = ( 名一) ( 1 一d ) z 化简式( 2 1 5 ) n 得 再根据电容安秒平衡， ( 2 1 4 ) r 2 - 1 5 ) 但- 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 一鲁) 唧( ，一盼_ d ) 互卸 可求得平均电感电流为： 。匕 一 1 ( 1 - d ) r ( 1 一d ) 2 r 其电感电压和电流波形如图2 - 4 ( a ) ( 2 1 9 ) 4 o 一 警志 吟 v 上 华中科技大学硕士学位论文 ( a ) ( b ) + r v m + r 哪 图2 - 3 ( a ) 功率开关q 1 导通时的等效电路示意图 厂 、 吲 _ 7 功率开关q i 截止时的等效电路示意图 删 r 、 矧卜7 ： 【l 南ir ，v ! 、 d 五i 一唧l i 卜畸 门、 舄! 卜7 r乇i 鲁 t = ， j 阱 连续情况 c o ) 临界情况 ( c ) 不连续情况 图2 4 升压式转换器电感电压和电流波形 华中科技大学硕士学位论文 2 2 2 连续与不连续导通模式的边界条件分析 所谓连续与不连续导通模式的边界情况，就是当升关关断期l 甘j 结果时，流经电感 的电流刚好等于零，为了获得c c m f d c m 的临界条件，分析如下： 由图2 - 4 0 ) 可知，在连续与不连续状态之间有个临界状态，其发生条件为： 连续状态：k 圭t l 临界状态：如= 三t 不连续状态：j1她(2-22) 根据电感电流和输出电流2 _ n 的y e 系，我们可以得到 毛 2 毒屯2 毒圭鲁。i ， c z 彩， = 老三去呼三萼亭正， p z 4 ， r z d ( 1 一d ) 2 2 、 令 = d ( 1 一d ) 2 ，则工作在c c m 下的条件可表示为： 肛静k 反之，则电路即工作在电感电流不连续导通模式( d c m ) 下。 2 2 3 不连续导通模式分析 r 2 - 2 6 ) r 2 2 7 ) 由以上c c m d c m 的临界条件可推知，若负载电流变大或者电感l 值小于临界 电感值k ，则其工作状态就变为d c m ，此时转换器在一周期内将有三个工作区间， 乙= d l ：开关导通时间。 毛= d 2i ：二极管导通时间。 互= d 3t ：不连续时间( 其中d 1 + 砬+ d 3 ；1 ) 。 为了获得其输入与输出电压之间的关系，对b o o s t 电路不连续模式下可能存在 的三种工作状态分析如下： 华中科技大学硕士学位论文 ( a ) q 1 导通，d 1 截止 ( b ) 日1 截止，d 1 导通 ( c ) q 1 ，3 1 都截止 r + + r 删 r + 图2 - 5 升压变换器1 - 作在不连续导通模式f 的等效电路 ( 1 ) t 。时段：开关导通时间，开关管q 1 于0 时刻开通，并保持通态直到乙时刻，在这 一阶段，电感l 两端的电压为吒，电感电流不断增长。二极管d 1 处于断态。等效电 路如图2 - 5 ( a ) 所示。 电感上的电压为： 屹0 ) = ( 2 2 8 ) 电容上的电流为： ，c=一百vo(2-29) ( 2 ) t d 时段：二极管d i 导通，开关管q 1 关断，电感通过d 1 向电容c 释放能量，电感 华中科技大学硕士学位论文 电流不断减小。等效电路如图2 - 5 所示 电感上的电压为： 叱( f ) 2 k 一 电容上的电流为： = 五一鲁 ( 3 ) 王时段：二极管d 1 ，开关管q i 均关断，电感电流保持零值 也为零，直到下次功率开关开通，下一个周期开始。 仍旧有电感伏秒平衡： k d 】互+ ( 一) d 2 正+ ( o ) d 3 z = o ， 即 睾= 华五l 叫。三 。 佗- 3 0 ) ( 2 3 1 ) 并且电感两端的电压 f 2 3 2 ) f 2 3 3 ) 根据在巧时间内由电感传递给输出的电荷量应等于在整个周期z 内负载上得到的电 荷量，可得关系： 堡：磐( 2 - 3 4 ) r 2 盯：1 。 斗( m 。2 剀 s ， 2 2 4 电压增益 定义电肼黼- m 2 毒从上面推导蝴b o o s t 蝴i 作在不舡作模式下脯 入输出电压与占空比d 的关系，我们可以得到： 华中科技大学硕士学位论文 c c m 模式下 d c m 模式下： m = 鲁= 击d ； 名 1 一 。 m 斗( 。2 讲 2 2 5c c m 和d c m 工作模式的比较 ( 2 - 3 6 ) ( 2 3 7 ) 从c c m 模式输入输出关系式可知，输出与负载无关，因此开环负载调整率较好， 然而其输出由输入决定，因此开环线性调整率特性较差。此外由于电感和电容在反馈 控制环路中形成一个二阶系统，其闭环响应较差。对d c m 来说，从d c m 模式输入 输出关系式可知，输出与负载及输入均有关，因此开环负载及线性调整率特性均较差， 但通过正确控制电路设计可以解决这个问题，使输出在指定的输入电压范围及输出负 载范围内获得稳定的输出电压。同时由于在每个开关周期开始时，其初始储能为零， 因此其闭环响应特性相对较好，在d c m 中电感值l 较小，使得r h p 零点频率较大， 通常大于开关频率，基本上可以忽略，因此b o o s t 变换器在d c m 时表现为单极点 响应，而在c c m 时b o o s t 电路的所形成的r h p 零点将极大限制闭环动态特性。因 此b o o s t 转换器工作在d c m 时，其结构相对简单，控制系统便于实现，所以考虑 在大部分负载范围内设计成工作在d c m 状态，所有的转换器在轻载时都可能工作在 d c m 。 2 3 开关电源的控制方式及其选取 为了使直流变换器的输出电压自动稳定，不随运行条件或环境而变，必须采用某 种控制模式。开关电源中的控制方式，总的说来可以分成电压模式控制和电流模式控 制两大类。无论是电压模式控制还是电流模式控制，都采取p w m 控制来获得开关控 华中科技大学硕士学位论文 制信号，都有输出电压反馈和反馈补偿网络，所不同的是电压模式控制系统中，仅有 一个电压反馈控制环，而电流模式控制系统中，除电压反馈控制环外，还存在电流控 制内环 2 3 1p w m 控制 首先介绍一下p w m 控制，我们知道d c d c 变换器是指将一种直流电源变换为 另一种形式( 不同电压或电流) 直流电源的电力电子装置。一般而言，开关型d c d c 变 换器是利用一个或多个开关器件的切换，把某一等级直流输入电压变换成另一等级直 流输出电压的具体来说，在给定直流输入电压下，通过调节电路开关器件的导通时间 来控制转换器的平均输出电压。输出电压控制方法之一就是采用某一固定频率进行开 关切换( 相应的固定开关周期i = t o n i - t o f f ，并通过调整导通区间( ) 长度来控制平均 输出电压，这种方法也称为脉宽调制 p w m 法 7 j 9 1 。此时用导通时间与开关周期的比 给出开关占空比d 的定义。显然占空比d 是可变化的。在固定开关频率的脉宽调制 ( p w m ) 方法中，开关通断控制信号由比较器产生。它对控制电压认和某一周期波形比 较后发出开关控制信号，控制电压是由误差放大器对实际输出电压和定值电压间的误 差放大后产生的控制过程框图和通断波形关系如图2 6 所示，可以看到，某一恒定幅 值周期波形的频率所示的锯齿波形决定了变换器的开关频率。在p w m 控制方式中， 该频率保持不变。相对开关频率而言，被放大的误差信号( 即控制电压) 的变化是缓 慢的。在较短的一段时间内，可近似为直流。当该信号电平大于锯齿波瞬时值时，开 关控制信号变为高电平使开关导通，反之则使开关关断。开关占空比也可用控制电以 与图2 6 中的锯齿波蜂值珞之比来表示：d - - i = _ o n 2 l 华中科技大学硕士学位论文 v r a 啦锯齿波电压 、。 开关控制信 图2 - 6p w m 控制方式的波形示意图 p w m 控制方法可以按照控制电路的采样变量进行分类。理想的基本变换电路可 认为是一个二阶系统，因而只有两个独立的变量。只采样一个变量的为单环控制，采 样两个变量的为双环控制。 2 3 2 电压控制模式 电压型控带l j ( v o l t a g e - m o d ec o n 咖1 ) 是直流开关电源最基本的一种控制，属于单环 负反馈控制p 1 。电压型控制方式的基本原理就是通过误差放大器输出信号与一固定的 锯齿波进行比较，产生控制用的p w m 信号。电压取样由分压器实现，与参考电压p 0 比较放大，由误差放大器输出得到误差信号p 盈。，即控制电压，p k 。又和锯齿波 信号比较后，脉冲比较器输出系列占空比为d 的脉冲，这些脉冲的宽度随误差信号 p 2 。的变化而变化，如图2 7 。 一 爷 ， 婷 一 u勇：甜单 华中科技大学硕士学位论文 图2 7 电压型控制方式示意图 电压型控制方法是人们最早采用的控制方法，由于是单环控制，设计、分析相对 比较简单，电路成本较低，体积较小。此外由专门锯齿发生器产生的锯齿波幅值比较 大，因而抗干扰能力比较强。电压型控制方法另外一个比较突出的优点就是输出阻抗 低，在多路输出供电的电源中可以较好的实现交叉调节。目前在一些对电源性能要求 不高的场合，仍有电压型控制方法在使用。 电压型控制方法的突出的缺点：控制过程中电源电路内的电流值没有参与进去， 我们知道，开关电源的电流都要通过电感，故对于相应的电压信号就有一定的时延对 于电压信号有9 0 * 的相位延迟。然而对于稳压电源来说，需要不断地调节输入电流， 以适应输入电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的。因此，只采用 控制输出电压的方法，任何输入或输出的变化只能在输出改变时才能检测至并作为反 馈输入进行矫正，所以响应速度比较慢、稳定性差，在调节过程中存在一定滞后，甚 至在大信号变化时，会因产生振荡而造成功率管损坏等故障发生。由于它是一种单闭 环负反馈控制系统，构成的电压控制型开关电源是一个二阶系统，有两个状态变量， 即输出滤波电容器上的电压和输出滤波电感中的电流，这两个状态变量给控制环增加 了两个极点。我们知道二阶系统是一个有条件稳定系统，只有对控制回路进行精心设 华中科技大学硕士学位论文 计，在满足一定条件下，闭环系统才能稳定工作。所以从系统稳定性考虑或者误差放 大器的主极点移向低频，或者增加一个零点进行补偿油于环路增益不独立于输入电 压，要实现补偿是相当复杂的。 2 3 3 峰值电流控制模式 前面介绍了通过电压负反馈可实现稳压，使开关变换器成为电压源。同理，应用 电流负反馈原理可实现稳流，使开关变换器成为电流源。为了改善开关稳压电源的动 态响应，可采用混合电压、电流负反馈，传统上称为电流型控制【l o ( c u r r e n t - m o d o c o n t r 0 1 ) 。电流型控制是采用电压、电流双环控制的开关稳压电源，内环为电流负反馈 环，外环为电压负反馈环。 开关电源实现电流型控制主要有峰值电流型控制和平均电流型控制两种类型【l l j ， 本设计采用峰值电流型控制，峰值电流型控制使电感电流( 或开关管电流，实际上开关 管和电感的电流峰值是相同的) 的上升斜波与所设置的电流控制电平相比较，当瞬态峰 值电流达到所需的电平时，比较器翻转，从而关断功率管。图2 8 为峰值电流型控制 电路及波形。外环中，电压误差放大器输出的控制电压环，作为内环电流基准( 给定) 。 检测的电流信号与给定值间的误差经放大后，经过触发器产生占空比d 。对于恒频系 统，每一开关周期开始，由时钟信号触发开关管导通，当检测的电流信号等于给定值 。时，触发器翻转，开关管关断。因此只要系统中电流稍有变化，占空比可以较 快产生调节作用，使输出电压接近给定。 之所以叫峰值电流型控制是指将误差放大器输出信号与采样到的电感峰值电流 进行比较。从而对输出脉冲的占空比进行控制，使输出的电感峰值电流随误差电压变 化而变化，被检测的电流峰值与给定值相交点，决定了占空比d 。 华中科技大学硕士学位论文 图2 - 8 电流型控制方式示意图 与电压控制方式不同，电流型控制方式为一个双环反馈系统，既保留了电压控制 的输出电压反馈控制部分，又增加了一个电流反馈环节，与电压型变换器相比较，具 有许多特点1 1 2 1 。 ( 1 ) 对输入电压变化响应快，抗干扰性能强。电源输入电压的变化，必然会引起 变压器初级电流上升的斜率的变化，如电压升高，则电流增长变快，反之则变慢。但 是只要电流脉冲达到了预定的幅度电流控制回路就动作，使得脉冲宽度发生改变，保 证输出电压的稳定。在电压型控制电路中，检测电路对输入电压的变化没有直接反应， 要到输出电压发生一定变化后，般要在5 1 0 个周期后才能响应输入电压的变化。 ( 2 ) 同时具有过流保护功能。在电流控制型d c - d c 变换器中，由于内环采用了 直接的电流峰值控制技术，它可以及时、准确的检测输出或变压器以及开关管中的瞬 态电流，自然形成了逐个电流脉冲检测电路。 ( 3 ) 回路稳定性好、负载响应快。电流型控制可以看作是一个受输出电压控制的 华中科技大学硕士学位论文 电流源，而电流源的电流大小就反映了电源输出电压的大小。这是因为电感中电流脉 冲的幅值是与直流输出电流的平均值成比例的，因而电感的延迟作用就没有了。 ( 4 ) 误差放大器的补偿电路简化，改善了频响，具有更大的增益一带宽乘积。经 过斜波补偿之后( 斜波补偿原理在下章将介绍) ，r s 上检测出的峰值电流能代表平均 电流。整个电路可看作是一个误差电压控制电流源。变换器( 误差放大器) 的幅频特性 由双极点变成单极点，因而可以改善整个稳压器的特性【1 3 】。 从上面我们知道，电流控制型的缺点有电感峰值电流与输出平均电流有误差、因 电流上升率不够大而有可能导致抗干扰性能差等。但这些缺点都可以通过采用加斜波 补偿予以解决，而不影响其优势的发挥。 华中科技大学硕士学位论文 3 电流模式p w md c - d c 的系统设计 本章首先给出系统设计参数，在此基础上选取外围元件，然后对整个系统进行建 模分析，并重点对整个系统的稳定性问题进行分析和验证，最后完成控制环路的总体 设计。 3 1 峰值电流模式p w md c d c 的设计参