（电力电子与电力传动专业论文）单相三电平功率因数校正器的研究.pdf

华南理工大学硕士学位论文 a b s t r a c t w i t ht h eb r o a du s eo fp o w e re l e c t r o n i ce q u i p m e n t ，e l e c t r o m a g n e t i cp o l l u t i o n b e c o m e sam o r ea n dm o r es e r i o u sp r o b l e m a l lt h ec o u n t r i e sm a k et h es t r i c ts t a n d a r d f o rt h ep o w e rf a c t o ro fe l e c t r o n i c e q u i p m e n t t h u s t h e p o w e rf a c t o rc o r r e c t ( p f c ) t e c h n i q u e sh a v eb e e nah o tp o i n ti n t h ef i e l do fp o w e re l e c t r o n i c si nr e c e n ty e a r s m e a n w h i l e ，w i t ht h ec o n t i n u o u si n c r e a s eo ft h er e q u i r e m e n tf o rv o l t a g el e v e la n d p o w e r l e v e lo ft h e p o w e r e l e c t r o n i c e q u i p m e n t ，m u l t i l e v e l c o n v e r t e r s ，a s a n i n t e r e s t i n gs o l u t i o na c c o r d i n gw i t ht h et r e n d ，h a v ed r a w nt r e m e n d o u si n t e r e s t t h i s p a p e rf i n d sap r o p e ra p p l i c a t i o n so b j e c tt h a te m b o d i e st h e s et w or e s e a r c hp o i n t sa n d p r o p o s e dan o v e ls i n g l ep h a s et h r e e l e v e l ( t l ) p o w e r f a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t f i r s t ，t h ep a p e ra n a l y s e st h ep r e s e n ts t a t u so fs i n g l e p h a s ep f ct e c h n o l o g ya n d a l lk i n d so fm a i n t o p o l o g i e s ，p o i n t s o u tt h e i r a d v a n t a g e s a n d d i s a d v a n t a g e s a n d a p p l i c a t i o nf i e l d s i n t r o d u c e s t h en e wd e v e l o p m e n td i r e c t i o no fp f cs o b r i n g t h e b a c k g r o u n d a n d m e a n i n go f t h i sp r o j e c t s e c o n d l y ，f r o m t h eb a s i ct h r e e l e v e l s w i t c h i n g c e l lw ed e r i v eas e r i e so f n o n i s o l a t e dt lc o n v e r t e r sa n dm o d i f yt h e mt ot h et lc o n v e r t e r s ，w h i c hh a v eb a l a n c e v o l t a g e f u n c t i o n 。i n t r o d u c e st h e o p e r a t i o n m o d e sa n dc o n t r o ls c h e m ei n d e t a i l ， o t h e r w i s e ，s e t su pt h es p a c es t a t u se q u a t i o nt om o d e lt h et lb o o s tp f c c o n v e r t e ra n d g i v e st h es t e a d ya n a l y s i s i nc o n t r o la l g o r i t h m ，t h i sp a p e ra d o p t san o v e lp w mc o n t r o lt h a tt h r e ec o n t r o l s i g n a l s c o n t r o lt h ep f c 。t l o p e r a t i o nr e g i o n a n d m i d p o i n tv o l t a g e b a l a n c e i n d i v i d u a l l y al o o k u pc i r c u i tc a nr e a l i z et h el o g i cr e l a t i o n s i nt h eh a r d w a r ed e s i g n ， t h es i m u l a t e di ci su s e dw i t ht h ep l d u s i n gt h el o g i cp r o g r a m m a b l ea r r a yt or e a l i z e t h e c o m p l e xl o g i c c i r c u i t s i m p l i f i e d t h eh a r d w a r ed e s i g na n di n c r e a s et h e s y s t e m r e l i a b i l i t y i nt h en o n i s o l a t e dt l c o n v e r t e r sg i v e na b o v e ，t h ei n p u ta n d o u t p u td o n ts h a r ea c o m m o ng r o u n d f o rt h i sr e a s o n ，i t sc o n t r o ls c h e m ei sv e r yc o m p l e x ，w h i c hl i m i t si t s a p p l i c a t i o n t h e nw eg i v ea ni m p r o v e m e n t f o rt h i sc o n v e r t e ra n dd e r i v eas e r i e so ft l c o n v e r t e r sw h i c hi n p u ta n do u t p u th a v eac o m m o ng r o u n d u s i n gt h e i n t e r l e a v i n g c o n t r o lt oa c h i e v et h r e e l e v e la n d g e tt h ev o l t a g e b a l a n c e f i n a l l y ，u s et h et h e o r ya n a l y s i sa b o v ea n ds i m u l a t i o nr e s u l t s ，s e tu pt w o2 5 0 w 摘要 s i n g l e - p h a s et h r e e l e v e l p f cp o w e rs u p p l i e s t h ee x p e r i m e n tr e s u l t si n d i c a t et h a t b o t ht h ep f ce f f e c t sc a nm e e tw i t hg b1 7 6 2 5 1 2 0 0 3 i e c6 1 0 0 0 3 - 2 ：2 0 0 1a n dt w o p o w e r s w i t c h e sh a v et h eb a l a n c e dv o l t a g ep r e s s t h i sr e s u l ti sa s o u re x p e c t a t i o n t h e k e yw o r d s ：p f c ，t h r e e l e v e l ，p r o g r a m m a b l el o g i ca r r a y 华南理工大学 学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进 行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容 外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作 品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明 确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签名：王畸睛日期：砷年舌月2 艿日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规 定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和 电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权华南理工大学可以将 本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采 用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本学位论文属于 不保密留。 ( 请在以上相应方框内打“”) 日期：加 年6 月? 孑日 日期：两夸年占月b 日 第一章绪论 1 1 电网谐波污染问题 第一章绪论 功率因数p f ( p o w e rf a c t o r ) 的基本定义是有功功率p 与视在功率s 的比值 dd p f = 二- = 二一 ( 1 1 ) s v m s x l w s 其中，k 。和，。是负载( 或系统输入) 的电压和电流的有效值。如果负载为纯 电阻，。和，。的乘积与有功功率p 相等，则系统功率因数等于1 ；如果负载 不是纯电阻，则功率因数就小于1 。 在线性电路中，阻抗z = r + j x 。其中，r 为电阻，x 为电抗。无论是感抗或 容抗，均会使输入电压和电流波形产生相位差。因此，传统线性电路的功率因数 为， p f = c o s 中 其中，中是正弦电流波形相对于电压波形的相位差。只有当负载呈电阻性时，电 压与电流的波形同相位，p f = l 。 从八十年代以来，电力电子设备的整流装置和开关电源等非线性负载的大量 使用，给功率因数的研究带来了新的课题【。这些非线性负载的输入级是a c d c 变换器。目前，最简单和应用最广的a c d c 变换器就是桥式整流加电解电 容滤波电路，如图1 1 所示。 a c l i n e d c b u s u 价 。 w 7 图1 一l 整流滤波电路图l 一2 输入电压电流波形 大量电容用于减小输出电压纹波，并可在系统掉电时为负载提供必要的储能。 但由于输入整流脉动电压仅在高于电容电压的瞬间对电容充电，所以输入电流呈 尖峰脉冲状，如图l 一2 所示。这种脉冲电流含有大量谐波，由于只有基波电流能 够产生有功功率，高次谐波使视在功率增加，导致a c d c 变流电路输入端功率 华南理工大学硕士学位论文 因数下降。而且脉冲状的输入电流波形有效值大而平均值小。所以，电网输入伏 安数大，负载得到的实际功率却较小【扪。 谐波电流还会造成对电网的谐波“污染”。一方面产生“二次效应”，即电流 流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压正弦波也发生畸变；另一方面， 会造成电路故障，使变电设备损坏。 由于非线性电路的功率因数与电流波形的失真情况有关，因此引入畸变因数 ( d i s t o r t i o nf a c t o r ) 的概念，用来表示基波电流i l 和非正弦电流有效值i 的比值。 三l ：一 ! !( 1 - - 2 ) l 0 l j + l ；+ 七l ：+ 非线性电路的功率因数可定义为畸变因数和位移因数的乘积。其中，定义c o s d p 为 位移因数( d i s p l a c e m e n tf a c t o r ) ，表示基波电流1 1 和输入正弦电压v 1 的相位差。 因此， p f = v i l c o sq v i = 1 1c o s 垂，i ( 1 3 ) 为了更好的表征电流失真给非线性电路带来的影响，也可用总谐波畸变t h d ( t o t a lh a r m o n i c sd i s t o r t i o n ) 来衡量电流波形失真情况。令 厂= - 一 姗：壁：巫2 互2 亚2。，叫 ，l，1 因此可得到畸变因数与总谐波畸变的关系如下： 量：!( 1 5 ) 7 l + ) 2 p f = i l c o s 么= 川s 妒州u 2 ( 1 - - 6 ) 可见，要使非线性电路的功率因数为1 ，必须使： 1 ) c o s 中= 1 ： 2 ) 输入电流不含高次谐波。 1 2 单相功率因数校正技术的发展状况 我国从1 9 9 4 年三月开始执行国家标准，g b t 1 4 5 4 9 9 3 电能质量，公用电 网谐波，其目的主要是控制电网中电压和电流波形失真在允许范围内，保护用 电设备安全运行，减少电网污染对通信系统造成的干扰。功率因数校正技术的发 第一章绪论 展与应用已经成为限制电网谐波的要求。 p f c 技术根据是否采用有源器件可以分为无源p f c ( p a s s i v ep f c ) 技术和有 源p f c ( a c t i v ep f c ) 技术。无源p f c 技术是采用无源器件，如电感和电容组成 的谐波滤波器，实现p f c 功能：有源p f c 技术是采用了有源器件，如开关管和控 制电路，实现p f c 功能【3 1 。 1 2 1 无源功率因数校正技术 为了提高a c d c 开关变换器输入端功率因数，最简单的方法是采用无源校 正技术，即在图1 1 所示电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感h 1 ，或在交 流侧接入谐振滤波器。其主要优点是：简单、成本低、可靠性高、e m i 小。但是， 无源方案的主要缺点是：滤波电感和滤波电容的值较大，因此体积较大，重量大， 而且难以得到较高的功率因数( 一般可提高到0 9 左右) ，输入谐波电流的抑制效 果也不是很好。另外，滤波电容上的电压是后级d c d c 变换器的输入电压，它 随输入交流电压和输出负载的变化而变化。这个变化的电压影响了d c d c 变换 器的性能。如果电源对保持时间( h o l d u pt i m e ) 有要求，由于电容电压的变化 范围大或当电网掉电时，需要增加电容值来满足保持时间的要求。 由于无源p f c 技术采用低频电感和电容进行输入滤波，工作性能与频率、负 载变化及输入电压变化有关，因此它比较适合功率小于3 0 0 w 、对体积和重量要 求不高、对价格敏感的应用中。 1 2 2 有源功率因数校正技术 9 0 年代以来有源功率因数校正( a p f c ) 技术取得了长足的进展。有源p f c 技术由于变换器工作在高频开关状态，具有体积小、重量轻、效率较高和功率因 数高等优点。有源p f c 是在变流装置的整流器和负载之间接入一个d c d c 开关 变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流i i 波形跟踪交流输入正弦电压波形， 可以使i i 接近正弦，从而使功率因数接近于1 0 。 从不同的角度看，有源p f c 电路有很多种分类方法【5 1 。 从电网供电方式可分为单相p f c 电路和三相p f c 电路。 从控制模式来划分，可分为电流连续模式( c c m ：c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 、 电流断续模式( d c m ：d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 和电流临界连续模式( d c m b o u n d a r ym o d e ) 。 华南理工大学硕士学位论文 从电路结构上划分，可分为两级p f c 电路和单极p f c 电路。 从基本拓扑划分，可以分为：b o o s t 型，b u c k 型，c u k 型和b u c k - - b o o s t 型等。 从输入输出的电压划分，可分为升压型( s t e p - u p ) 和降压型( s t e p d o w n ) ，前面 提到的b o o s t 拓扑就属于升压型，b u c k 拓扑就属于降压型，而对于c u k 和b u c k b o o s t 拓扑就与电路参数选取有关，可以升压，也可以降压。 下面从电路结构上对有源p f c 技术加以分析和对比。 1 2 2 1 两级p f c 技术 两级p f c 技术经过多年大量的研究，相对来说比较成熟，是最常用的方案。 图1 3 为两级p f c 方案的方框图 6 , 7 】。两级方案是由两个相互独立的变换器分别 图1 3 两级p f c 方案原理方框图图1 4 单级p f c 方案原理方框图 实现输入电流整形和输出电压的快速调节。前级通常采用b o o s t 变换器实现输入 电流整形，前级输出电压为储能电容c b 的电压v s 。具有一个小的二次谐波，电 压的变化范围一般为3 8 0 4 0 0 v 。v b 再通过d c d c 变换器实现隔离和变换，得 到直流输出电压。d c d c 变换器实现对输出电压的快速调节。 两级p f c 方案具有优良的性能，如输入电流的总谐波失真度 ( t o t a l h a r m o n i c d i s t o r t i o n ，t h d ) 一般小于5 ，功率因数可以提高到0 9 9 或更 高；由于v b 近似恒定，d c ，d c 变换器可以被优化；此外，由于v b 相对较高，对 于一个给定的保持时间可采用较小的储能电容。但两级p f c 方案因为具有至少两 个开关管和两套控制电路，增加了成本和复杂度。 1 2 2 2 单极功率因数校正技术 由于在低功率应用中采用两级方案的成本太高，在竞争日益激烈的环境下， 许多厂商和科研机构都开始关注单级p f c 技术。 4 第一章绪论 可以归纳出单级p f c 方案的原理方框图，如图1 4 所示。同两级p f c 方案相 比，单级p f c 只有一个开关管和一套控制电路，同时实现输入电流整形和输出电 压的快速调节，储能电容c b 用来平衡p f c 级和d c d c 级之间瞬时不相等的能量。 实际上控制电路只对输出电压进行快速的调节，因此单级p f c 变换器工作在稳定 状态时，在半个交流周期里占空比基本不变。因此，在固定占空比下，要求电感 l b 能够自动实现输入电流整形。总的来说，单级p f c 方案的性能( t h d 和p f ) 比无源p f c 方案要好，但不如两级p f c 方案。 1 2 2 3 功率因数校正方案对比 通过前面的分析，对无源p f c 方案、有源p f c 两级方案和有源p f c 单级方 案在各个方面进行了对比，如表1 - 1 所示【8 1 。 表1 - 1p f c 方案的性能比较 无源p f c 方案有源两级p f c 方有源单级p f c 方 案案 总谐波含量高低中 ( t h d ) 功率因数( p f )低高 由 效率高 由 低 体积 由 大小 重量重轻轻 储能电容电压变化恒定变化 控制简单复杂简单 器件数量很少多中 功率范围2 0 0 3 0 0 w不限2 0 0 一3 0 0 w 设计难度简单 由 复杂 华南理工大学硕士学位论文 1 3 课题的背景及意义 1 3 1p f c 技术的发展方向 近年来，p f c 技术研究的热点问题集中在以下几个方面 9 1 ： 1 、新型拓扑结构的提出。主要是基于已有的或新的原理得到新型拓扑结构； 2 、把d c d c 变换器中的新技术( 如三电平技术、软开关技术) 应用于p f c 电路中； 3 、新的控制方法( 基于己有控制结构的新控制方法) ，以及基于新拓扑的特 殊控制方法的研究； 4 、单极p f c 变换器的研究。 1 3 2 本文的主要内容 1 、第一章介绍了p f c 技术的背景和选题依据。对无源p f c 技术，各种有源 p f c 技术进行了分析和对比，指出了三电平p f c 适合中大功率应用。 2 、第二章介绍三电平p f c 电路的主要结构和工作原理，给出了非隔离三电 平族系的拓扑推导，并详细分析了三电平p f c 电路的控制方案。 3 、第三章对主电路及控制电路的硬件设计做了介绍，给出了部分主要参数。 4 、第四章给出了三电平p f c 电路的仿真结果和实验结果。 5 、第五章中针对输入输出不共地的三电平电路的限制，提出了一种改进的输 入输出共地的三电平电路，并介绍了其控制方案和参数设计。 6 、第六章给出了改进电路的仿真和实验波形。 1 3 3 本文的研究意义 b o o s t 变换器由于具有高功率因数，低电流谐波，简单的拓扑结构和控制方 法以及较高的效率【8 1 ，已经越来越广泛的应用到功率因数校正电路中。然而b o o s t 电路的升压特性，在2 2 0 v 交流输入的情况下，输出电压经常控制在4 0 0 v 左右。 在升压比例不变的情况下，相应的输出电压也会随之上升。这都意味着b o o s t 电 路中的功率器件需要承受4 0 0 v 以上的电压应力。这样，一方面增加了器件的开 6 第一章绪论 关损耗，另一方面，当电压升高到一定程度时，给器件的选择带来了困难，这在 希望高压，高频运行的单相p f c 电路中成了一个很难解决的矛盾。与两电平变换 器相比，三电平变换器可以将电压应力降低一半。因此，三电平b o o s t 变换器作 为一种解决方案，正逐渐受到关注。 为了使能量双向流动，一个传统的单相三电平变换器需要八个功率开关管， 而三相三电平变换器则需要十二个开关管【l0 1 。这种电路拓扑的缺点就是使用了太 多开关器件。如果只需要能量单向流动，这样开关管的数量就可以大大减少。基 于这种方式，文献【1 1 】、【1 2 】中提出了一种使用两开关管的单相三电平p w m 变换 器。本文所采用的电路正是结合这种两开关管的三电平变换器和功率因数校正技 术，得到了一种实用的三电平b o o s t 功率因数校正电路，使得两级功率因数校正 电路的电压等级和功率等级都获得了提高。 7 第二章三电平p f c 电路 第二章三电平p f c 电路 2 1 三电平变换器电路拓扑 随着电力电子技术的发展，为了减小对工频电网的污染，人们对电能变换装 置的要求越来越高，特别是对于输入功率因数的要求越来越高，因此必须采用功 率因数校正技术。三相p f c 变换器的输出电压一般为7 6 0 8 0 0 v d c ，有的甚至 高达1 0 0 0 v ，传统的单相两级p f c 采用b o o s t 电路作为第一级，输出电压也常常 达到4 0 0 v ，这就要求提高后级直流变换器开关管的电压定额。为了降低后级直流 变换器开关管的电压应力，1 9 9 2 年j r e n e sp i n h e r i o 提出了零电压开关三电平直 流变换器”“。其基本电路如图2 1 ( c ) 所示。该变换器的开关管电压应力为输入 直流电压的一半，因此非常适用于高输入电压中大功率应用场合。 降妒踏i 铲 ( a )( b ) ( c ) 图2 1 三电平直流变换器的演变过程 第二章三电平p f c 电路 2 1 1 三电平电路的来源 对于图2 1 中的三电平( t l ) 变换器，可以这样理解：该变换器本质上是一 个半桥变换器，如图2 1 ( a ) 所示，其开关管的电压应力为输入真流电压v 为了降低开关管的电压应力，可以用两只开关管串联来代替一只开关管，如图2 1 ( b ) 所示，这样每只开关管的电压应力就只有v i 。，2 。但是由于相互串联的两只 开关管的特性可能不一致，同时其驱动电路特性也可能不一样，因此当两只开关 管关断时，它们所承受的电压可能不相等，一只开关管的电压高于v i 。，2 ，而另一 只开关管的电压低于v i 。，2 。为了确保两只开关管承受的电压应力均为v i 。2 ，可 以加入两只中点嵌位二极管d 5 和d 6 ，如图2 1 ( c ) 所示。这样就得到了一种新 的半桥变换器，其开关管的电压应力为v i 。，2 。由于图2 1 ( c ) 中虚线框内的部分 实际上就是三电平逆变器( t h r e e l e v e li n v e r t e r ) 【1 4 】中的一个桥臂，这样就可定 义该变换器为t l 变换器。 从图1 的推导过程可以看出，t l 变换器的核心是用两只开关管来代替一只开 关管，以降低其电压应力，并引入一只箝位二极管和一个箝位电压源v 。l ( 它被分 为两个电压相等的电压源) ，确保两个两只开关管电压应力均衡”“。从图2 1 中 可以看出，开关管位置不同，其箝位电压源与箝位二极管的接法也不同。从该图 中可以提取两个t l 单元，如图2 - 2 所示。在图2 2 ( a ) 中，箝位电压源的正极 与一只开关管的流入极( m o s f e t 的d 极或i g b t 的c 极) ，这时箝位二极管的 阳极与箝位电压源的中点相连，我们称之为阳极t l 开关单元；在图2 2 ( b ) 中， 筘位电压源的负极与一只开关管的流出极( m o s f e t 的s 极与i g b t 的e 极) 相 连，这时箝位二极管的阴极与箝位电压源的中点相连，我们称之为阴极t l 开关 单元。 q 1 q 2 v c 妇 ( a ) 阳极单元( b ) 阴极单元 图2 2t l 开关单元 为了确保两只开关管电压应力均衡，开关管的关断时序很重要。对于阳极t l 单元，q ，必须在q ：之前关断，这样原来流过q 。的电流就转移到嵌位二极管d 。中， 9 岛 第二章三电平p f c 电路 q - 的电压应力就被嵌位在v 。2 。当q 。关断时，其电压应力自然为v 。2 。如果q 。 在q 。之后关断，那么q 2 关断后其电压应力将为v 。显然就不能起到降低电压应 力的作用。对于阴极t l 开关单元而言，q ：必须在q 。之前关断，这样原来流过q 。 的电流就转移到d 。中，q z 的电压应力就被嵌位在v 。2 。如果先关断q 。，其电压应 力就将为v 。因此，对于t l 开关单元而言，构成闭合回路的那只开关管必须先 于另一只开关管关断，才能保证两只开关管的电压应力均衡，均为v 。z 。 2 1 2 三电平电路拓扑的推导 根据图2 1 的推导过程，我们可以推出所有直流变换器的t l 变换器电路拓 扑。下面以b o o s t 电路为例阐述t l 变换器的推导过程。 d 1d 1 ( a ) b o o s t 变换器( b ) 步骤1 口t d 1 ( c ) 步骤2( d ) 步骤3 图2 3b o o s tt l 变换器的推导过程 c f i c f 2 步骤一：将基本变换器( 图2 3 ( a ) ) 的开关管替换为串联的两只开关管， 如将q 替换为q 1 、q 2 。 步骤二：寻找或构成筘位电压源。分析基本交换器中开关管的电压应力，如 果在变换器中存在与开关管电压应力相等的电压，就可以以此做为箝位电压源， 否则则需在变换器中构造一个箝位电压源。当寻找到或构成嵌位电压源后，将其 分成两个相等的电压源( 用两个相等的电解电容相串连) 。对于b o o s t 变换器，其 开关管的电压应力为输出电压v o ，因此其箝位电压源直接利用输出电压。用两个 1 0 第二章三电平p f c 电路 容量相等的电容c f l 和c f 2 将输出电压一分为二，得到两个电压为v 。，2 的电压源。 如图2 3 ( c ) 所示。 步骤三：从箝位电压源的中点引入一只箝位二极管d 2 到相互串联的两只开关 管的中点，嵌位二极管的放置与两只开关管与嵌位电压源联结的地方有关。如果 开关管的流入级与嵌位电压源的正极相连，那么嵌位二极管的阳极与嵌位电压源 的中点相连，构成一个阳极单元。如果开关管的流出级与嵌位电压源的负极相连， 那么嵌位二极管的阴极与嵌位电压源的中点相连，构成一个阴极单元。图2 3 ( d ) 所示为一个由阴极t l 开关单元构成的b o o s t 变换器。 2 1 3 一族t l 变换器 按照上述的步骤，我们可以推出所有基本变换器的t l 变换器电路拓扑。 图2 4 给出了不隔离的六种t l 变换器。对于b u c k 变换器，开关管的电压应力为 输入电压v 。，因此其嵌位电压源直接利用输入电压。c u k 变换器的开关管电压应 力位v 。+ v 。，而电容c 。上的电压刚好为v 。+ v 。，这样可以选它为嵌位电压源。对 于b u c k b o o s t 变换器、s e p i c 变换器和z e t a 变换器，其开关管的电压应力均为 v 。+ v 。，而变换器中没有电容电压为v ；。+ v 。，因此必须构造一个嵌位电压源。b u c k b o o s t 变换器的输入与输出之间的电压为v ；。+ v 。，在两者之间跨接两个容量相 等的电容c l 和c 2 ，则构成了嵌位电压源。在s e p i c 变换器中，v a b = - - v o + v i n ，可 在a 、b 两点跨接两个容量相等的电容c ，和c ：，则构成了嵌位电压源。 ( b ) b o o s t 第二章三电平p f c 电路 c d lc d 2 ( c ) b u c k b o o s t 卜0 ，f 。 刊 辅一 l j 出二 ( e ) s e p i c c b lc b 2 ( d ) c u k 隔舟f c b ( f ) z e t a 图2 4 不隔离的六种t l 变换器 2 1 4 i l 变换器的改进 上面推导的非隔离t l 变换器存在一定的问题，需要进行适当的改进。下面 仍以b o o s t 电路为例加以说明。 v ( a ) b o o s t 变换器( b ) b o o s tt l 变换器 图2 5 输出电压波形 参考图2 5 ( a ) ，如果b o o s tt l 变换器的两只开关管同时开通和关断，那 1 2 第二章三电平p p c 电路 么输出电压波形与基本b o o s t 电路的电压波形相同。但是如果将两只开关管的开 关方式做一改变，使q 3 一直开通，而q 1p w m 控制，那么输出电压波形如图2 5 ( b ) 所示。对比两个波形可以发现，在相同的输入电压和输出电压条件下，图2 5 ( b ) 中输出直流母线电压的交流分量显然小于图2 5 ( a ) ，这是因为前者只 有v o 和0 两个电平，而后者存在v o 、v o 2 和0 三个电平。因此，在相同的条件 下，后者的纹波电压要小很多，变换器的动态特性也要好很多。 但开关管开关方式的改变会带来两个分压电容电压不均衡的问题。当q 1 和 q 3 同时导通时，两个分压电容c l 和c 2 同时向负载提供能量。当q 1 关断后，只 有c 2 向负载提供能量。因此在一个开关周期中，c 1 提供的能量比c 2 提供的少， 这样就会导致c l 的电压越来越高，c 2 的电压越来越低，最后c l 的电压为输出电 压，c 2 的电压为0 。显然变换器的工作状态不正常。 ( a ) ( c ) ( b ) 图2 6b o o s tt l 变换器的改进 ( d ) 为了解决这个问题，需要对变换器的结构进行改进。前面曾提到，t l 开关 单元有阳极与阴极两种结构，利用阴极单元可以构成图2 6 ( a ) 所示的b o o s tt l 变换器，与此同时，利用阳极单元可以构成与之对称的b o o s tt l 变换器，如图2 第二章三电平p f c 电路 一6 ( b ) 所示1 。使q 4 一直开通，而q 2p 删控制，那么其输出电压波形与图2 5 ( b ) 一样。但是在一个开关周期中，c 1 提供的能量c 2 多。因此图2 6 ( a ) 和( b ) 的两个变换器的工作原理完全相同，而分压电容的工作情况却正好相反。 另两变换器共用分压电容，并且进行加合，得到图2 6 ( c ) 所示的变换器，两 个分压电容可以保持均衡。当q 2 和q 4 一直导通时，图2 6 ( c ) 的变换器等价 于( a ) 中的变换器：当q l 和q 3 一直导通时，图( d ) 中的变换器等价于( b ) 。 参考图2 7 ，令图2 6 ( c ) 的变换器在第一个开关周期内q 2 、q 4 与q 3 一直导 通，q 1 斩波工作，c 2 提供的能量比c l 多：在第二个开关周期中，q l 、q 3 和q 4 一直导通，q 2 斩波工作，c 1 提供的能量比c 2 多。第三个开关周期与第一个开关 周期相同，第四个开关周期与第二个开关周期相同，这样一直继续下去。在相邻 的两个开关周期中，c l 和c 2 提供的能量相等，因此它们的电压是均衡的。由于 q 3 和q 4 一直处于导通状态，可以直接短接，这样可以去掉q 3 和q 4 。d 2 和d 3 并 联后相当于短路。这样就得到了图2 6 ( d ) 所示的b o o s tt l 变换器。 、八”| 。，心。 - 心。v 。 。 。 l、。 。j 。 r v 0 v o 2 图2 7b o o s tt l 变换器的控制方案 注意到相邻的两个开关周期中，q 1 的驱动信号是连在一起的，可以合而为一， 1 4 第二章三电平p f c 电路 这样其开关频率就可以降低一半。q 2 是类似的。 根据同样的思路，可以得到b u c k 、b u c k b o o s t 、c u k 、s e p i c 、和z e t a 等t l 变换器的改进电路拓扑。如图2 - 8 所示n 8 1 。 ( b ) b u c k - b o o s t ( d ) s e p i c 图2 - 8 改进的非隔离t l 变换器 2 2 单相三电平p f c 变换器的工作原理及稳态分析 电路采用b o o s t 三电平变换器，包括一个单相整流桥，两个功率开关管，一 个电感，两个快恢复二极管和两个电容，如图2 3 所示。 k ( 弓 第二章三电平p f c 电路 v 图2 - 9 单相三电平功率因数校正电路原理图 根据开关管s 1 、s 2 的开关状态，电路可分为四种工作模态，其等效电路图 如图2 1 0 。 一龊蒋 缸稿篚穗 1 供， ( d ， 图2 一l o 四种工作模态的等效电路图 模态一：在此模态中，开关管s 1 、s 2 均导通，二极管d i 、d 2 均反偏截止。电 感电流i l 增加，电容c 1 、c 2 向负载放电直流母线电压v a o 、v b o 和v a b 都为0 。 状态方程为 怍t 等 ( 2 - 1 ) c ，粤+ 生：0( 2 2 ) 1 西兄 c ，盟+ 兰：0( 2 3 ) 出r ， ”= 0 ( 2 4 ) 模态二：在这个模态里，开关管s 1 导通，s 2 关断，二极管d 1 截j td 2 导通。甫 1 6 第二章三电平p f c 电路 感l s 上的电压为1 v ；卜v ：。如果1 v 。l v ：，那么电感电流增加，反之，如果1 v 。l v t ，电感电流增加，反之，减少a 电容c 1 的充电电流是i l - i l l ，电答c 2 的放电电流是i l 2 。直流母线电压v 。b 等于v 1 。状态方程为 协t 等+ v l ( 2 9 ) c t 等+ 詈_ f c ( 2 - 1 0 ) c 盟+ v 2 ：0 ( 2 - 1 1 ) d t r v 。b = ”l ( 2 - 1 2 ) 模态四：开关管s t 、s 2 均关断，二极管d i 、d 2 均导通。电感l 。两端的电压为 i v s i - , 。当l v ，i v 。时，电感电流增加，反之，电感c a 流减, j 、。电容c 1 、c 2 的充 电电流分别是i l - il l 和i l - i l 2 。母线电压v 。b 等于v l + v 2 。状态方程为 l v ，l = t 等+ v i + v 2 ( 2 1 3 ) c t 等+ 熹- f 。 ( 2 叫4 ) c 盟+ v _ z 2 ；i ， ( 2 一1 5 ) d tr 。 。 v h ：v ，+ v ( 2 1 6 ) 1 7 第二章三电平p f c 电路 综合以上四种模态，以v 。、v z 和i l 为状态变量，单相三电平变换器的状态方程可 以进一步的表示为 堕；堡生堡业。+ 睑 m l s j l sl s 堕：尘塑j ，一上 班0 l r l c l 盟：螋f ，一l x = a x + b i v 。i 虹圈 a = b = 0 l s l c 1 1 一s 2 c 2 1 t o o s 1 一l k 一1 r l c l 0 1 8 ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) ( 2 2 2 ) ( 2 2 3 ) 第二章三电平p f c 电路 2 3 三电平p f c 变换器的控制方案 2 3 1 b o o s t 功率因数校正器的控制方法 v i 图2 1 1b o o s t 有源功率因数校正器原理图 b o o s tp f c 电路的工作原理如下“：主电路的输出电压v o 和基准电压v r 比 较后，输入给电压误差放大器v a ，整流电压v d e 检测值和v a 的输出电压信号共 同加到乘法器m 的输入端，乘法器的输出则作为电流反馈控制的基准信号，与开 关电流i s 检测值比较后，经过电流误差放大器c a 加到p w m 及驱动器，以控制开 关t r 的通断，从而使输入电流( 即电感电流) i l 的波形与整流电压v d c 的波形 基本一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数，由于功率因数校正器 同时保持输出电压恒定，使下一级开关电源设计更容易些。 输入电流被p w m 频率调制，使原来呈脉冲状的波形，调制成接近正弦( 含高 频纹波) 的波形。在一个开关周期内，当开关t r 导通时，is = o ，il = i o ；i s 为流 过开关t r 的电流波形。具有高频纹波的输入电流，取每个开关周期的平均值，则 可得到较光滑的近似正弦波。 常用的a c d c 开关变换器实现a p f c 的方法基本有三种，即电流峰值控制，电 流滞环控制，以及平均电流控制。表2 1 给出这三种方法的基本特点。 本文采用平均电流控制方法，下面介绍这种控制方法的工作原理。图2 一1 2 给出一个用平均电流控制的b o o s t 功率因数校正器电路原理图。 1 9 第= 章三电平p f c 电路 表2 1 常用的三种p f c 控制方法 控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑注 电流峰值开关电流恒定c c m敏感b o o s t需斜率补偿 电流滞环电感电流变频 c c m敏感b o o s t 需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流误差 放大 最。簿? ：。鸢：覆露彳：二j t 缱嚣薄斟錾彳j 薄芝茸莩；：落j 搿参簿搿j 二 ：ji fl kl 舅噬l _ l 上j l l 上一i i ：；，l l c 一l l ；一l - 一。山l ai 徽 一十一 蔫蘩辫嚣瓣 + - - i 攀 ，k j o 斗r 卜 j 。十_ 上；扛o | l _ _ 一：# 游等：群 。 = 扣t 一二一嚣i j j o l 。警l - 搿簿“r f 下广下一下j 一? 一r r r 1 一 中| ：“ll 一 p 臣：# 羹露善 筚 璃i 睦匕 ，i - 【；r 【：t | 。慧譬投铎鞲疆攀囊馥 。i 。ij ：翟话 瓣王鼍鼍l = ? ，“寸呵“哥。卜 j 中十一卜卜r 。u 卜。”： 一h +i y 卜i “r 卜rir 卜卜# + 丘土三二e 参1 。 一f 警卜 一悔 鞴 逻弭牛 罐f 蓬箍挂 ：i “ 礴；谴鞲氍霉斗十u i v 卜h 墨州r 。f 霉”鞋嚣茎爵瓤j 。懋摹霹箍 一 十叫一卧f + 十 十一h i j 链 章；= = 茗恭：露鬻纂l i ：。 蒹 ：；。j!li。_ 麓p 。r r r 叶。r r “r 。i i + 2 2 4 十一一u l04 。 j ： j ： 图2 一1 2 平均电流法控制的b o o s t 功率因数校正电路原理图 平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流环( 内环) 。以调节输出电流的， 并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现在将平均电流法应用于功率因数 调节，以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准：并且电流环 调节输入电流平均值，使与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流信 号被直接检测