（电力电子与电力传动专业论文）三相电压型pwm整流器不平衡控制方法研究.pdf

韭峦窑适厶：兰型! ! ：至笾迨窒 a b s t r a c t a b s t r a c t ：i nt h i sp a p e r ，m a t h e m a t i cm o d e l so ft h et h r e e p h a s ep w mc o n v e n e r u n d e rt h eb a l a n c e ds o t u - c ev o l t a g ea r es e p a r a t e l ys e tu p a n dt h ec o n n e c t i o na m o n gd c v o l t a g e ，a cc u r r e n t ，s o u r c ev o l t a g ea n ds w i t c h i n gm o d eo f c o n v e r t e r i sa l s oi n c l u d e d u s u a l l y , t h es o u r c ev o l t a g ei su n b a l a n c e d i nt h i ss i t u a t i o n , t h et r a d i t i o n a lc o n t r o l l i n g m e t h o dw i l lb r i n gl a r g eh a r m o n i c st ot h ea cc u r r e n ta n dd c l i n kv o l t a g e h e n c e i m p r o v e m e n t sa r en e e d e d i nt h i sp a p e r , m a t h e m a t i cm o d e l so ft h et h r e e p h a s ep w m c o n v e l t e t u n d e rt h eu n b a l a n c e d $ o u r o g , v o l t a g ea r es e p a r a t e l ys e tu pi nt h r e e - p h a s e c o o r d i n a t ea n dd - qc o o r d i n a t e m e a n w h i l e , t w ok i n d so fc o n t r o l l i n gs c h e m ea r eg i v g n ， w h i e ha l et h ea cc u r r e n tc o n t r o l l i n gs c h e m et h a ta i m st om a k et h ea cc u r r e n t s i n u s o i d a l ，a n dp o w e rc o n t r o l l i n gs c h e m et h a tm a i n l ya i m st oe l i m i n a t et h eh a r m o n i c s o ft h ed cl i n kv o l t a g e b e s i d e s ，t h ea cc u r r 朗tc o n t r o l l i n gs c h e m ea n dd cv o l t a g e c o n t r o l l i n gs c h e m e a r es i m u l a t e db yt h es i m u l i n ko f m a t l a b o nt h eb a s i so ft h et h e o r ya n a l y s i so ft h r e e p h a s ep w mc o n v e r t e r , ar e s o l v i n gs t r a t e g y b a s e do nt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7f o rc o n v e r t e rc o n t r o ls y s t e mu n d e rt h eb a l a n c e ds y s t e mi s p r o p o s e d ，i n c l u d i n g s o f t w a r e d e s i g n i n ga n dh a r d w a r ed e s i g n i n g m e a n w h i l e ，t h e e x p e r i m e n tp l a t f o r mh a sb e e nm a d ea n dt h ee x p e r i m e n to nt h ec u r r e n ti n n e rl o o ph a s b e e np e r f o r m e d t h er e s u l tp r o v et h a tt h ec o n t r o ls c h e m ec a nm a k et h ea cc u r r e n t s i n u s o i d a ls t a b i l i z e d k e y w o r d s ：u n b a l a n c e d ：p w mr e c t i f i e r ：s c h e m es i m u l a t i o n ；c o n t r o is y s t e m 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 0 ，此时得到的指令电 流、i ：与电网电压气、相位相同，有功功率从交流侧向直流侧传递，系统处 于整流状态：反之，当直流电压高于给定电压，直流电压环p i 调节器输出，： r 时，忽略r ，电流丌环传递函数 峨) = 端 可以按照典型1 1 型系统设计l ，有 益：盟 f 2 r , 2 k 扩生 t ( 2 3 3 ) ( 2 3 4 ) ( 2 3 5 ) f 2 3 6 ) ( 2 - 3 7 ) ( 2 3 8 ) 按i 型设计的系统抗扰性差，但由于使用前馈控制，扰动得到改善。i i 型系统 抗扰性较好，但跟随会有大的超调。从计算参数结果上看两者没有大的差异，因 此，在实际调试时应综合考虑取得最佳的参数值。 2 3 2 电压外环p i 调节器设计 因为电压环主要考虑提高对负载的抗扰能力，所以按i i 型系统设计。为减少 超调，可以对给定电压加滤波环节或者采用斜坡给定，使电压给定变化缓慢得以 解决。 当电网电动势矢量豆定位在q 轴方向时，巳= 毛，白= 0 。假设三相电流对称， 则三相交流电感上的瞬时功率为零。根据式( 2 2 6 ) 得到直流电压和交流电流的关系 表达式为 瓯誓+ 乇2 言气( 2 - 3 9 ) 9 到得 = o 一珥 一l = r _ 一_ f 舢 丝弘 频 f 蜊 b 驳 常 e 瘟塞道厶堂鲤! ：兰缱丝塞 进步变换为 c 噍 i j d l ( 2 4 0 ) 由- - 平的值变化小大，因此“r 以将3 0 2 f 】常数k 表示。不考虑负载 扰动，有功i 乜流和直流电压的传递函数表达式为 型：羔 ( 2 4 1 ) l q ( s ) s c 令p i 调节器控制方程： = ( k ，+ 争) ( 吐一) = 一，( r ：s 了+ l j ( 一) ( 2 _ 4 2 ) 已知电流环闭环传函o j o , ( s ) = i ( 3 t , s + 1 ) ，并考虑直流电压采样延迟( p 一如) ，可 近似为l ( f 5 + 1 ) = 1 ( 4 t ，s + 1 ) 。联合式( 3 3 4 ) ，( 3 - 3 5 ) ，得到电压开环传递函数 哪) = 粼 按照典型i i 型系统设计，有 k,ek：1h+lcr ， 2 r , 2 常取中频宽矗= 立a t , = 5 ，得到 b = 丽3 c “= 瓮 2 4 小结 本章对三相电压型p w m 整流器在电网平衡时进行了数学建模，分别建立起在 三相静止坐标系、两相静止坐标系、两相旋转坐标系下的数学模型；并对整流器 强瓦 郴 硝 郴 蛳 0 q 但 陋 三蜘皿压型型丛嫠垣整鲍熬：羔搓! 筻丛缝到应选 网侧i 乜流控制方法进行了介绍，选用了同步p if t i 流控制作为电流的控制策略。同 时控制系统的i 5 2 计进行了介绍。 生坦丕堂馕i 盟：盟燃i 生型盟丛嫠逾登控制应选曲蛆直 3 电网不平衡时三相电压型p w m 整流器控制方法的研究 本尊在以往研究的肇础上，对三牛1 i p w 整流器在f u 网丌i i i ，衡条件下进行了系统 建模分析，总结出三相p w m 整流器在电网不平衡时的两种控制策略：抑制交流侧负 序电流的控制策略和抑制直流侧二次谐波的控制策略。前者足控制三栩p w m 整流器 的交流电流为对称三相正弦波：后者是控制三相p w m 整流器的输入瞬时功率平衡， 从而抑制随流电压中的谐波分璧。并在舭t l a b 中对这两种控制策略进行了仿真论 证。 3 1 电网电压不平衡条件下三相电压型p i o , t 整流器的数学模型 3 1 1 电网电压不平衡条件下正、负序电压的定义 黜la 巧中，! + b 。【 码帚功爷码爷 n 图3 1 三相电压型p w m 整流器原理图 f i g u r e3 - lp r i n c i p l ed i a g r a mo f t h r e e - p h a s ev o l t a g es o u f o gp w mr e c t i f i e r 若三相电网电压不平衡，且只考虑基波电压，则电网电压e 可描述为正序电 压矿、负序电压e 和零序电压e o 三者的合成“”，即 e = e 十”+ e o 卅b 燕剖+ 馏c o s ( 蒜a t + a ) 答；1 ( 3 1 ) 韭盛窒堑厶望熊i ：芏位监塞 ( 3 2 ) 式中：为萨序、负序、零j 亨基波电压峰值：o r ，口。o o 为i f 序、 负序、零序基波电压的初始相位角。 对于三相无中线连接的三相p w m 整流器，一般不考虑零序电压的影响，即 e = 0 。考虑三棚静止啦标系( a b - c ) 和两相同步旋转( d g ) 坐标系t 则式( 3 2 ) 可以转化成： 兰 2 g ，尺t p ) 孑 + g ，尺c 一口， ：； ( 3 - 3 ) 式中，c 2 ，为三相静止坐标系到两桕静止如一) 坐标系的变换矩阵， c 2 ，= 删为负榭漱i 系变换徘肿= 瞄- 删s i n 0 j ： 巧，、彰互分别为三栩电删电压的讵、负序分量。 3 1 2 三相静止坐标系( a - b c ) 下的数学模型 三相p w m 整流器拓扑结构如图3 1 所示。当电网不平衡时，且只考虑基波电动 势。在无中线三相v s r 系统中，由于系统中不存在零序回路，所以在分析三相v s r 的不平衡控制策略时，可以认为e o = v o = i o = 0 。 根据公式( 2 4 ) ( 3 一1 ) ( 3 2 ) 可得三相电网电压不平衡情况下，三相p w m 整 流器开关函数为： 嚣- e 焉曩1 豢二霸 ， 譬+ 斛= 彰一p + ；，萎哆一吃) i 直流侧电流可表达为： n = _ “= - “u + + + 甜 耐 叫 “文 。l 残 o鱼：笪： ，一2一2 ! 担圆4 垫! 煎吐：盟i ! l 挂型型m 整速墼控制止丛曲蛾荭 c 百a g = i 文+ 魄+ i ： 与平衡情况类似，电网不平衡情况卜，j i 。父函数可以表尔为： 扎n 喜( - 1 ) ”忑2s i n 丌) c 。咖刚( 女砘p ) 。萎，= 。委，+ 善【。互! 叫”磊2 b s i n ? 万i c o s m q ，) ( = ，p ) t d6 c t = d f 月= j1 2 目f ， ( 3 - 5 ) ( 3 - 6 ) ( 3 - 7 ) 若忽略式( 3 - 4 ) 模型中的高频分壁，就可获得采用占空比描述的三楣p w m 整流器低频数学模型。因为在电网咆压不平衡时，不考虑零序情况下，三相p w m 整流器的丌关函数包含f 序和负序，冈此，相对应的，占空比也町包含正序和负 序，d = j 十d ”。可以求出，当电网不平衡时，p w m 整流器在三相静止坐标系下 的数学模型为嘲： j 三警+ r 彳= + 【+ ；，磊哆一衫i 筹+ r i ；= + 矗? + j 1 ，磊 j 一。矗j i c d d v a t , = d d f + i 6 d 6 + i ：d c 3 1 3 同步旋转坐标系( d g ) 下的数学模型 ( 3 8 ) 在两相静止坐标系0 一) 中，三相p w m 整流器电网电压复矢量为： e 口：2 e + e t , e y 2 1 3 + e 。e j 2 ；r 1 3 + e - j 2 x 3 e 旷。 ( 3 - 9 ) 在电网不平衡时。三相电网电动势矢量可以表示为j 下、负序电网电 动势分量的矢量的合成，即电网电动势矢量乞。可以描述为： = + 磁 ( 3 _ 1 0 ) 考虑两相同步旋转( d q ) 坐标系，电网电动势矢量可以表示为： = 磁p 膨+ 1 “ ( 3 1 1 ) 式中，m 电网电动势角频率：或一电网电动势正序分量，且 e 孟= e ：+ j c ：；e 鼍一一电隅龟蜀l 势负痔分量，且e 笔= e ：+ j e ：， 式( 3 1 1 ) 说明，电网电动势正序复矢量是模为l 磁j ，且按逆时针方向 以缈角频率旋转的空间矢量：电网电动势负序复矢量是一模为f 磁f ，且按顺时 韭鏖客丝厶堂堑! ：堂位迨塞 针方向以m 加频率旋转的空f i j j 矢毽。 锹据：十p w 整流器的拓扑结构_ 手l i 二棚静止坐杯系。f 的数学模型，可以得 到班丰，j ：系位一f 1 ) 1 1 i 复矢量模型方程为 = + 鲁+ ( 3 - 1 2 ) 刘1 ：= 缸+ u a e j 2 x 3 + 叩。“卢】：k = 争+ i b e s 2 4 # + 2 妒】 ( 3 - 1 3 ) 为坐标系仁一) 中整流桥交流输入端基波电压合成矢量；乙为坐标系 0 一) 中整流桥交流输入端基波电流合成矢量。当电网电压不平衡时，均 含有正、负序分量，则式( 3 1 3 ) 可表示为： 2 孥：+ 穸：( 3 - 1 4 ) l 。b = 1 0 ”+ i 、” 式中，v 。p 、嗜分别为同步旋转坐标系( d q ) 中整流桥的交流输入端基波电压 的乖、仍序管矢量。 将式( 3 - 1 1 ) ( 3 1 2 ) 、( 3 - 1 4 ) 联立，可求出坐标系( j q ) 中三相p w m 整流 器正、负序复矢量模型方程为： 屯等+ 融二巾h 譬+ v ； = l 等+ 戳鼍砸i 麓+ y ； ( 3 - 1 6 ) 由式( 3 一1 6 ) 可以看出，通过控制p 、v 。n 就可以控制三相p w m 整流器交 流电流矢量瞄、嘭，进而控制了三相p w m 整流器的交流电流。 联立( 3 - 1 0 ) 、( 3 1 4 ) 、( 3 1 5 ) 、( 3 1 6 ) 可得电网电压不平衡条件下，三相p w m 整流器在正、负序同步旋转坐标系下的模型方程； 咖，枷，护。小， + + + + 吁0 0 0 一一 = f f f 嘭喵瞄瞄 磁 ，t，、l i 上幽i 圣递i 虹三盘l ! 乜丝型迎丛整逾墨控捌如选曲鲥盔 弘l 等删i m l l f 川 牛l 蔫+ r i m 祭 e ：l 等+ r q + “o l l q v 川 一 e ：= l 芸+ 砌：一：+ 矿? 公式( 3 - 1 6 ) 、( 3 - 1 7 ) ，所表不的数学模型是研究电网电压不平衡条件下，三 相p w m 整流器不平衡控制策略的拱础。 和r t ! _ qf 乜压样，交流侧电流和交流侧输出电压，也可以从三相静止坐标系 转化到问步旋转坐标系。当电i 习不平衡时，三相p w m 整流器交流侧输入电压 矿= v + 矿“+ v o 可以描述为： j v f = c 刍r t 秽i f 旁v e j l + c 刍尺卜p ? 孑 c s ，s ， 若考虑备次谐波电压，则三相v s r 交流f 乜压可描述为： f趁rf = 主j c _ 只c ”口 万 ：； + c k 尺t 一”p ( 筝：； = 墨g ，r c ”吕( 孑 ：； c ，一，。， o j 式中 ： t v s ( n ) ，v a , o 一月次谐波i l 三压幽分量，c 2 3 为两相静止坐标到三相静止坐 标变换矩阵。i 再1 1 4 - 道理，交流电流可以描述为： 傺i , 烈日，l f 刊i e + c 。r ( - o 棚 似。， 若考虑各次谐波电流，则三相交流电流可以描述为： j ； = 砉 g ，尺g p 筹翻+ g ，r ”口 善 ：习) = 耋c 刍曰e 一护 箬 ：习 t ，z ， 式中l ( 开) ，l ( h ) 一露次谐波电流由分量。若忽略三相v s r 桥路损耗，根据瞬时 功率平衡原理可以求出三相v s r 直流电流瞬时表达式分别为1 4 s ： k ( f ) ：丁v r l ： ，出 韭趣适厶= ；兰亟k ：芏位迨塞 = 圭薹爿料州，口渊 p z z ， l l 式( 3 - 2 2 ) | | j 以7 川；，电网4 i 平衡时，三棚v s r 区流电流包含有谐波。若 只考虑1 1 二序、负序基波分蟹，将v 。p = ，蟛= 5 盏代入式( 3 2 2 ) 中，则可转 化为： | 。= l ls + s ：i ：+ s j i ：+ s ：l ：、+ 染：f ；+ s ：f ：+ s ：j ：+ s ：| ：c 2 雠 + ：i ；一s ：l ；_ p ld n + s s i ：、s i n2 a - ，t 式巾t s d p ，s ：，s ：，s ：，j ；，i ；。i ：，i ：开关函数和交流电流最、负霹d q 分量。电 公式( 3 2 3 ) 可以看 b 电网不平衡时，- - i ip w m 整流器直流电流中包含有2 次谐 波分黾，十 1 应得将使直流 乜压中出现2 次谐波分量。 3 2 电压不平衡时交流侧电流指令的控制算法 在电网f 乜压不i 严衡条件下，三相p w m 整流器从电网侧输入的视在复功率为： s = e 。0 。9 = k “”e ；+ f j “e k h i 薯+ j ”i 弱 ( 3 2 4 ) 求解公式( 3 2 4 ) 可得： ：甾三2 ：z c 螂o s ( p 2 c 鲥a t ) 卜+ q 2 , s 5 i m n ( p 2 r a 嚣t c ，瑙， l 叮( f ) = 吼+ 以：) ”。“ 式中，p ，q 一三相v s r 网侧有功功率、无功功率： 风，吼三相p w m 整流器网侧有功功率、无功功率平均值： 只：，见2 三相p w m 整流器网侧二次有功余弦、正弦谐波峰值5 q q ，：三相p w m 整流器网侧二次无功余弦、正弦谐波峰值： 将公式( 3 2 5 ) 展开为： i 卫幽4 ：坐逝吐二捌! i 巫型巡丛整速墨艟制左选曲蛆窥 p o = 、5 k e pp + e ：i q e + e d n id a + e ：l ：、 p c ：= 、s l e ：| ：+ e ：i ：+ e ：i ：+ e ：l ：1 p ，2 = 、s 婚：一引一粥+ 州1 3 2 6 i q o = 、z 、e q e l ，e e ： ：+ e ：i ，x e ：i ：1 q 。2 = 、s k e ：i ：一e ：l ：七e ：| ：一e ：l ：、 q 。= 、5 k e ：l ：+ e ：f ：一e ：l ：一e ：l ：1 显然，式( 3 - 2 6 ) 表明，当l 乜网不平衡时，三相v s r 网侧有功功率p ( f ) 、无 j j j j j j d i i q ( t ) 均含有2 次谐波分量。出于式( 3 2 6 ) 中方程不满秩，因此只需选取四 个功率进行控制。则将式( 3 2 6 ) 转化为1 3 i l ： e ；e ：e ： ：参e ：一e ：e ： 2 e ；一e ：一e | l e ： e ： i ： l ； l ： ( 3 2 7 ) 三桕v s r 直流电压与输入瞬时有功功率相关，为此选择瞬时有功功率和平均 无功功率压、玩，：、：来计算交流指令电流信号、f 、0 。，指令 算法为： 风 吼 _ p c - , p , 2 3 = 2 噶e ： e ：一e ： 磁一e ： 或e ： l ： l j i ：“ f ； 3 3 抑制交流侧负序电流的不平衡控制策略的研究 ( 3 2 8 ) 由三相v s r 建模分析可知，三相v s r 是一个非线性强耦合的控制系统，而在 基于( a b c ) 坐标系的控制系统中，无法解耦控制，另外基于( a - b c ) 坐标系的 三相v s r 网侧电流对称控制系统采用的是s p w m 调制方式，其直流电压利用率较 低。但是，若采用p g ) 坐标系的三相v s r 控制策略，则很容易实现三相v s r 交 流电流的解耦控制，并且可以采用s v p w m 调制方式来提高直流电压利用率，另 外在p g ) 坐标系中，能够对有功、无功电流进行独立控制，系统的动态响应要优 韭盛窑堑厶：兰熊! ：= i 兰位淦塞 j ：肇于( a b c ) 坐标系的i 棚v s r 控：蜘策略。i j ：j 此。分析基- j = p q ) 啦丰，j ：系的三 舸iv s r 抑制交流侧负序也流控制策略。 3 3 1 抑制交流侧负序电流的控制策略 罔3 2 为在电网不平衡时抑制交流侧负序电流的控制系统结构图。系统采用电 压外环，与电流内环的双闭环控制结构。其控制思想简述如下： 瓣, 1 1 , 瓣 幽3 2 抑制交流侧负序i u 流的二相v s r 不平衡控制系统结构 f i g u r e3 - 2c o n t r o lb l o c ko f m i n i m i z i n ga cc u r r e n tu n d e ru n b a l a n c e di n p u tv o l t a g e s 当电网不平衡时，由于有负序电流的存在使三相v s r 交流侧电流不对称， 从而影响三相v s r 的运行。为抑制电网不平衡条件下三相v s r 交流负序电流，则 令交流侧负序电流为零，即= 0 = 0 ：且只考虑平均有功功率p 0 和平均无功功 率q 0 控制时，代入公式( 3 2 7 ) 得： 匮矧箬l z 9 ， 由式( 3 - 2 9 ) 可求得正序电流指令： 阱南慝硼 ( 3 3 。) 式中 ( 譬) 2 + ( 彰) 2 。；成一平均有功功率指令值，矾平均无功功率指 令值。 蕊由电压外环调节器计算给出，出于露表示的是三相v s r 平均有功功率指 令，因而与三相v s r 直流电压的平均值有关，若三相v s r 直流电压调节器采用 ! 也瞪4 ：e 逝吐三三扫叱出3 1 型丛整速鏊控制应选曲! ! ! 【窥 p i 调节，则i 棚v s r 平均有上力功率指令p ：呵以表示为： 成= + 争弦吆) + t 卜 ， 式中k ，k ，一电流内环p i 调耵器比例、积分增益。 为取得单位功率因数运行，令“- - 0 ：q ：只表示平均无功功率指令值，因此q 。= o 时实际j ：只实现了i l ，- 均单位功率吲数控制，即稳态时，三相v s r 无功功率仍然是 波动的。 联立公式( 3 - 3 0 ) 、( 3 - 3 i ) 即取得电网不平衡时抑制三相v s r 交流负序电流 控制时的交流指令巧、r 。当求得、后，即可采用三相v s r 坐标系由中 电流的前馈解耦控制1 “4 7 1 。若电流内坏凋节器采用p i 调节器，则根据前馈解耦控 制规律，三相v s r 交流侧j 下序电压控制指令为： 式【| j k p 、k 。电流内环p i 调节器比例、积分增益。 在求出电门；控制指令哆，后，通过坐标变换，得到三相电压型p w m 整 流器交流侧指令i 乜压矢量矿： v = 吁+ ) e ( 3 3 3 ) 根据电压指令矢量矿就可以对三相p w m 整流器进行s v p w m 控制，便可以 实现对交流侧负序电流的抑制。该算法可以使三相电流波形对称( 不会含有负序 分量) ，但是由于负序电压的存在，网侧变换器的输入端有功功率仍然含有二次 纹波分量，所以直流侧电压仍然会存在二次纹波分量。 3 3 2 抑制交流侧负序电流的控制策略仿真 本节对抑制交流侧负序电流的控制策略用m a t l a b 进行了仿真验证。 弛 孓 誓 哆 础 础 k厂l， 譬 p ， 一 一 等 等 i i “一，“一， + + b 彳 譬 譬 l i i i 哆 节 壅窑道厶堂亟土堂也迨塞 i ! f i3 3 抑制交流侧负序电流的仿真框图 f i g u r e3 - 3s i m u l a t i o nb l o c ko f m i n i m i z i n ga cc u n c mu n d e r u n b a l a n c e di n p u tv o l t a g e s 三相p w m 整流器系统仿真参数如表3 1 所示： 表3 - 1 二相p 嘲整流器系统仿真参数 额定容量s】o k v a 直流侧等放负载如 3 7 5 n 直流侧电压 7 5 0 v 开关频率z 2 k h z 电网不平衡度约1 1 交流侧滤波电感乞k 2 1 m h 交流进线电阻j 0 0 5 0 直流例滤波电容c k 2 o m f 仿真模型中的三相电压如图3 - 3 所示，不平衡度约为1 1 。屯网电压的不平衡 度为负序分量和正序分量觥值，即肌矧t 不平衡度可在m 盯m b 直接设定。 图3 4 三相电网不平衡电压波形 f i g u r e3 - 4u n b a l a n c e di n p u tv o l t a g e s ! u 丛丕星衡吐二盘i ! 出 ! g ! 型丛整逾登控制应迭曲鱼! 【缸 当f 乜压不平衡时采h j ，采j 舯日步p ii 乜流控制的三十1 p w m 整流器交流侧f 【l 流 仿真波形如图3 - 4 所示。其c i l 乜时小f 衡度为l l 。 幽3 - 5 电网不平衡时同步p i 电流法的交流侧电流波形 f i g u r e3 - 5s i m u l a t i o nr e s u l to f i n p u tc u r r e n tu n d e rt h eu n b a l a n c e ds y s t e m u s i n gt h et r a d i t i o n a ls c h e m e 图3 4 可以看到，当电压不平衡时，如果继续采用传统的控制策略，将会使交流 侧电流产生畸变。图3 5 表示，电压不平衡，采蹦抑制交流的负序电流的控制策略 时，交流电流波形。 图3 - 6 采_ i j 不平衡控制时交流电流波形 f i g u r e3 - 5s i m u l a t i o nr e s u l t o f i n p u t c u r r e n t u n d e r t h eu n b a l a n c e ds y s t e m u s i n gt h ep r o p o s e ds c h e m e 对比图3 - 5 与图3 - 6 可以看出，采用本节所介绍的控制方法，改善了三相 p w m 整流器的网侧电流波形，使其三相电流基本对称，不含负序电流。 3 4 抑制直流侧二次谐波的不平衡控制策略的研究 为了抑制因电网电压不平衡而导致的直流电压二次谐波，文献 4 8 提出了一 种三相p w m 整流器的不平衡控制策略，即基于正、负序旋转坐标系下的双电流控 制策略。本节对该策略进行了深入的研究及讨论，并通过仿真验证了这种方法的 可行性。 e 盛窑丝厶竺亟土至位途塞 3 4 1 基于正、负序旋转坐标系下双电流环控制策略 图3 7 为在电网不平衡时抑制直流侧r 乜压的控制系统结构圈。它足埘i f i 序也 流神l 负序f 乜流独立控制：在i f 序旋转坐标系i f i ，对l l i 序f 乜流进行控制；在负j f 旋转 坐标系中，对负序电流进行控制。由于一、负序电流控制指令均j 含直流分量i 不含有二次分量，因此两组调节器都是对直流量进行控制，所以不用增大控制增 益，进而减小了系统的不稳定因素，还可以实现j 下、负序电流的无静差控制。 图3 7 三相v s ri e 负序般电流内环独立控制结构 f i g u r e3 - 6b l o c kd i a g r a mo f t h ed u a lc u r r e n tc o n t r o li nt h eu n b a l a n c e di n p u tv o l t a g e 由公式( 3 2 5 ) ( 3 2 6 ) 可以看出电网电压不平衡( 因为电网负序电压存在) ， 三相p w m 整流器网侧瞬时有功功率p ( f ) 、无功功率g ( f ) 均含有二次脉动分量。 忽略各种损耗，输入输出功率守恒，如果网侧瞬时有功功率p ( t 1 含有二次脉动分 量，则输出直流电压就含有二次脉动分量。 卜乩5 毕：f ：+ e 刘t 姒) p n = 、s i e ：l t p e ：i ；幸0 因此，为了抑制直流电压二次脉动分量，必须控制网侧瞬时有功功率的二次 脉动分量b ：、只：，即使p c ：= 只：= o 。另外，为了使整流器平均瞥位功率因数运 行，必须控制瞬时无功功率的直流分量q 。，即q 。= 0 。因此，为了抑制直流电压二 次谐波，得到平均单位功率因数，必须使有功与无功指令蕊= 踮= 疋= o 。将其代 ! 也幽丕垩街盟三扫生压型型m 整洫登控制应选曲蛆宜 入公式( 3 2 8 ) ，并求逆变化，即可获得抑制_ - z j - 1 tp w m 整流器直流电压波动控制 时的电流指令4 s 1 ： l ； ，? g i ： e i嘭 e ：一e ： e ：一 e ：哦 ；巧 o o o ：丝 3 d ( 3 3 5 ) 式中d = k r + 位卧陋r + 瞬小。 根据式( 3 3 5 ) 产生电流控制指令，就可以控制有功功率二次谐波分量的系 数n ：，见：等于零，平均无功功率吼等于零，进而抑制了直流电压的二次谐波， 实现了平均单位功率因数控制。但是瞬时无功功率仍存在二次谐波分量，这是由 于只有口、巧、，四个控制变量，因而无法同时满足风吼、以：、见：、 g 。：、吼2 的控制要求。换言之，无法在岛受控条件下，同时满足p c ：= 只? 一- - 吼：= q ，2 2 0 的控制要求。 由式( 3 3 5 ) 我们还可以看出，当 乜网电砸不平衡时，为- 了抑制三相p w m 整流 器直流电压的二次谐波，必须使三相p w m 整流器交流电流存在一定量的负序分 量。这样，当三相p w m 整流器直流电压二次谐波得以抑制时，不仅瞬时无功功率 仍存在二次谐波分量，而且三相p w m 整流器交流侧还会有负序电流。也就是说， 通过增加交流电流的负序电流来达到抑制直流电压二次谐波的目的。 由公式( 3 - 1 7 ) 所示的正、负序旋转坐标系下三相p w m 整流器的模型方程可 以看出，p w m 整流器正、负序由轴分量相互耦合，因此对于电流控制指令巧、 、，? 可分别采用正序、负序前馈解耦控制。以产尘相应的整流桥交流侧 输入电压控制指令。当电流调节器采用p i 调节器时，则可以得到正序电流内环前 馈解耦算法： 。鱼 s 鱼 j l ：一l a 七l i ： i ：一l a 一, o u r 负序电流内环前馈解耦算法： 虻竭0 一等 p i v 旷f i r ( 舻争 i ：一l ：、一甜l i ： i ：一l n + , o u r ( 3 3 6 ) ( 3 3 7 ) 彰 彰 = = 哆 丫 丝塞窑地厶竺熊堂垃盈塞 式中k ，p 、k 。一电流内环p i 调节器比例、积分增益。 显然，由式( 3 3 6 ) ，( 3 - 3 7 ) 可以看：l ：采j hi r 、负序坝i u 流调节器，在i f 、负 序旋转坐标系1 1 1 分) ) i j 埘- f 、负序f t l 流进行独立控制，使三相p w m 整流器的正、负 序电流内环实现了解猫控制。 由于成表示三相p w m 整流器v - 均仃功功率指令，因而与直流电压平均值相 关，当三相p w m 整流器直流电压渊博器采月jp i 调节器时，其调节器输出与直流 电流指令棚对应，因此三相p w m 整流器直流电流指令为： 艺= ( 粤池一) ( 3 s s ) 式中，k ，、 0 一分别为电压外环p i 调节器的比例调节增益和积分调节增 益。则三相p w m 整流器平均有功功率指令为： 瓦= v l c i ：c ( 3 3 9 ) 然后根据j j 面分析的抑制直流电压二次谐波和平均单位功率因数控制的控制 算法。由式( 3 3 5 ) 求出交流电流控制指令，巧。、。进而由正、负序双电 流调节器，产生相应的整流器交流输入侧 乜压控制指令形，吁、+ v 。n ，将 其转换到三相静i t 坐标系下，可以得到整流器交流侧参考电压空间矢量： v ：v d p + j y ；、i “+ ? + j v ；。v j “ ( 3 - 4 0 ) 由整流器交流侧参考电压空阃矢量旷，就可以对整流器进行空间矢量 p w m ( s v p w m ) 调制，产生控制要求的s v p w m 开关信号，控制功率开关器件的导 通与关断，使整流器平均单位功率因数运行，且输出稳定的直流电压。 显然，在正、负序双电流内环结构中，若电流调节器均设计为p i 调节器，便 可实现三相p w m 整流器j 下、负序电流的无静差控制，从而使疋= p 二= o 。这样， 理论上即可抑制因电网电压不平衡所导致的三相p w m 整流器直流电压二次谐波。 值得关注的是：这种不平衡控制策略实际上是在三相p w m 整流器网侧交流电 流中加入适当的负序电流，以满足直流电压的控制要求。但负序电流的加入，又 使p w m 整流器三相交流电流不对称。 生趔丕墅逝盟盘! ! 乜压型燮m 整速盟控制应这曲蛆究 3 4 2 基于正、负序旋转坐标系双电流环控制系统的仿真 通过m a t i ，a b 中的s i m u l i n k 模块，对本节提到的控制策略进行了仿真验证。 幽3 8 正负序双电流环不平衡控制策略仿真框豳 f i g u r e3 - 8s i m u l a t i o n gd i a g r a mo f t h ed u a lc u r r e l l tc o n t r o li nt h eu n b a l a n c e di n p u tv o l t a g e 仿真参数如表3 - 2 所示： 表3 - 2 三相p 州整流器系统仿真参数 额定容链sl o k 、，a 直流侧等效负载如 3 7 5 q 直流侧电压 7 5 0 v 开关频率z 2 k h z 电网不平衡度约1 l 交流侧滤波电感 2 1 m h 交流进线电阻尼k o 0 5 q 直流侧滤波电容c 2 2 o m f 电网不平衡度为1 1 时，采用同步p i 电流控制的直流侧电压与采用的正负序 双电流环不平衡控制的直流侧电压，如图3 - 9 所示： 韭瘟窑堑厶堂亟：堂位淦塞 ( a ) s y n c h r o n o u sp ic u n c n tc o n t r o l ( b ) d u a lc u l t c f l ! c o n t r o lu n d e ru n b a l a n c e di n p u tv o l t a g e 幽3 - 9 电网压不平衡时直流侧电压仿真波形对比 f i g u r e3 - 9c o n t r a s to f d ev o l t a g eu s i n gd i f f e r e n tc o n t r o ls c h e m e u n d e rt h eu n b a l a n c e ds o u r c ev o l t a g e 根据圈3 - 9 的对比看出，本文所分析的这种策略能使直流侧二次谐波脉动幅 值减小约7 0 ，可以有效地滤出直流侧的二次谐波。图3 9 ( b ) 可以看出直流侧电压 仍禽有一定的二次谐波，这是由于这种正负序双环的控制算法忽略了交流侧阻抗 的影响，同时认为三相v s r 平均无功功率为零( q 0 = o ) 。所以，在直流侧电压中 仍会含有一定的二次谐波分量。下面将对这两个直流测电压进行f f t 分析，这样 的数据将更为科学准确。 d ce o l p o n e n t = 7 4 9 8 o g g 鲁 8 譬 q o 善 等 d cc o l l p o r l e n t = 7 5 0 - ! 望么丝墨m ：! 墨m ：竺! 丝( 3 4 4 ) o 4 z 最 由上式可以看出，交流侧电感取值越大，电流波动越小，电流谐波畸变率相 对就越小。 以下讨论满足瞬态电流跟踪要求时的电感设计。当取值过大时，会降低电流 的跟踪速度。在电流过零点附近，电流变化率最大，此时，电流的跟踪速度应大 于电流变化率的最大僧”1 ，可得到下面的条件： 垒生：生! 堕! 竺互! s 型( 3 - 4 5 ) ii 工 柏 坐凼尘：t 煎女：l ：担生e 型盥丛整流登控捌左这的蛆蕴 公式( 3 - 4 5 ) 可化简为： s?垩也一(3-46) 工l s i n ( o t ，) 联立公式( 3 4 4 ) 与式( 3 - 4 6 ) 可得在三相p w m 整流器的平衡控制策略一f 交 流侧电感的取值范围为： 墨! 竖箜墨m ! ! 互m ! 竺! 丝- l - ：! 么壁( 3 - 4 7 ) q a j 。&l ；l s i n ( t o t ，、 3 5 2 不平衡控制策略下交流侧电感的设计 当电网电压不平衡时，基于正、负序旋转坐标系下的双电流不平衡控制策略 实际上是在三相p w m 整流器交流电流中加入适当的负序电流，以控制网侧输入的 瞬时功率p ( f ) 的二次脉动分量为零，从而抑制三相p w m 整流器直流电压二次谐 波。但是出于交流电流负序分量的加入，使交流侧三相电感上的瞬时有功功率含 有二次的脉动分量，所以整流器交流侧输入的瞬时功率( f ) = ，( f ) 一p 。也含有二次 的脉动分量，忽略功率丌关器件的丌关损耗，整流桥输入输出功率守衡p o 。= p 。( f ) ， 则整流器直流侧输出的瞬时功率以也含有二次的脉动分量，从而影响直流电压 的稳定性。 三相电感上的瞬时功率为 5 2 1 ：只= 3 6 0 l i p 凡s i n ( 2 c o t + 啡+ 吼) ；( 3 - 4 8 ) 由此式( 3 - 4 8 ) 可以看出，当采用基于正、负序旋转坐标系下的双电流不平衡控 制策略时，由于负序电流的加入，使整流器交流侧三相电感上的瞬时功率含有二 次脉动分量。忽略功率开关器件的开关损耗，整流器输入输出功率守衡，则三相 p w m 整流器直流侧输出的瞬时功率为： 只。= p 。( f ) = p ( f ) 一p t = 昂+ e 2 + 2 + p ( 3 - - 4 9 ) 在式( 3 4 9 ) 中，前三项为电网输入的瞬时有功功率，在基于正、坐标系下的双 电流不平衡控制策略中，控制电网侧输入瞬时功率的二次脉动分量为零，即 e ，= 只：= 0 ，整流器直流侧输出瞬时功率转化为【5 2 】： 删= r 一3 0 d l i p fns i n ( 2 c a t + 9 p + 8 n ) ( 3 5 0 ) 由式( 3 5 0 ) 可以看出，由于交流侧三相电感上的二次脉动瞬时功率的存在，使 直流侧输出的瞬时功率含有二次的脉动分量，从而使输出的直流电压含有一定的 二次脉动分量。直流侧瞬时功率的二次脉动分量就正比于交流侧电感l ，电感l 取值越大，直流侧瞬时功率的二次脉动分量就越大，从而直流电压二次脉动分量 4 些盛盆丝厶= ；兰墅i ：翌i i 逄塞 也就越大。所以当采用睡j ：t l i 、负序旋转慢午，】i 系下的双电流不平衡控制策略时， 必须适当减小交流侧输入f u 感的_ l i 】( 值，月能f f 效抑；| j ! | 凶i 乜网l 乜压不平衡斯0 l 起的 直流i 乜压二次谐波。 山此町见，f 衡控：削