（微电子学与固体电子学专业论文）低功耗锂电池充放电保护芯片的设计.pdf

华中科技大学硕士学位论文 摘要 锂离子电池以其体积小、重量轻、能量密度高、寿命长、环保性佳等优点，越来 越多地取代镍镉电池、镍氢电池，在便携式电子产品如移动电话、笔记本电脑、p d a 、 摄录像机、数字相机、迷你光驱、掌上型终端机及游戏机中得到广泛运用，未来更可 作为电动工具、电动自行车、电动机车的动力来源。 锂离子电池的独特性质，决定了每一块锂电池中都需要嵌入一块锂电池保护芯 片，以防止锂离子电池在充放电过程中有过充、过放、放电过电流以及短路等降低电 池工作效率，缩短电池寿命和安全的异常现象出现。本文主要讨论了一种具有较完备 功能、较低功耗的单节锂电池保护芯片的研究与设计。设计先按照芯片需完成的功能， 确定系统的结构与模块划分，然后根据芯片需达到的性能指标，结合“自底向上”的原 理图输入设计方法对主要模块进行设计，最后进行芯片的整体功能验证，从而达到设 计的目的。本文的研究重点在于锂电池保护芯片的总体设计与低功耗实现，并就锂电 池保护芯片的关键模块电路：基准电路、比较器电路、逻辑控制电路等的设计作详细 描述与分析，从而完成芯片的前端设计。 本设计采用u m c0 6g m 的工艺，使用h s p i c e 工具进行仿真，仿真结果显示，前 端设计基本获得成功。 关键词： 锂电池保护低功耗弱反型基准电路比较器电平移位 华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t f o ri t sm i n ib u l k ，l i g h tw e i g h t ，h i g hp o w e rd e n s e ，l a s t i n gl i f ea n ds a f e t yf b r e n v i r o n m e n t ，t h el i t h i u m i o nb a t t e r yh a sb e e nt a k i n gt h ep l a c eo ft h en i c k e l c a d m i u m b a t t e r ya n dt h en i c k e l - h y d r o g e nb a r e r ym o r ea n dm o r eo f t e n i n t o d a y sp o r t a b l e i n s t r u m e n t ss u c ha sm o b i l ep h o n e ，n o t e b o o kc o m p u t e r , p d a ，c a m e r aa n ds oo n w h a t s m o l e ，i t ss u p p o s e d t ob et h ep o w e rs o u r c eo f t h ee l e c t r i ct o o l s ，e l e c t r i cb i c y c l e sa n de l e c t r i c c a r si nt h en e a rf u t u r e t h el i t h i u m i o nb a t t e r y sn a t i v ea t t r i b u t ed e t e r m i n e st h a te a c h1 i t h i u m - i o nb a t t e r y n e e d sap r o t e c t i o ni ci n s i d e ，w h i c hc a np r e v e n tt h eb a t t e r yf r o mo v e r c h a r g e ，o v e r d i s c h a r g e ， o v e r d i s c h a r g ec u r r e n ta n ds h o r td u r i n gt h ep r o c e s so fc h a r g i n ga n dd i s c h a r g i n g i nt h i s p a p e r , t h er e s e a r c ha n dd e s i g no fal o wp o w e rp r o t e c t i o ni cf o rs i n g l el i t h i u m - i o nb a t t e r y 、i t hf u l lf u n c t i o ni sd e m o n s t r a t e d a c c o r d i n gt ot h ef u n c t i o n st h ei cs h o u l dh a v e ，t h e s t r u c t u r ea n df u n e t i o n a lb l o c k so ft h es y s t e mw e r ed e t e r m i n e d ，t h e nt h ed i r e c ts c h e m a t i c d e s i g no fs o m es u b c i r c u i t s h a da l s ob e e n c o n d u c t e d ，u s i n gt h e “b o t t o m t o - u p ” m e t h o d o l o g y t h e n , t h ew h o l ec h i ps i m u l a t i o nw a sc o n d u c t e dt oe x a m i n et h em a t c h i n g b e t w e e nt h ed e s i g na n dt h er e q u i r e m e n t so fs p e c i f i c a t i o n t h i sp a p e rp u te m p h a s i so nt h e w h o l ed e s i g n o f t h ec h i p a n d i t sr e a l i z a t i o no f l o w p o w e r ，e s p e c i a l l yo n t h e d e s i g no f s o m e c r i t i c a lb l o c k s ，s u c ha sr e f e r e n c eb l o c k ，c o m p a r a t o ra n dl o g i cc o n t r o lb l o c k t h ed e s i g nw a ss i m u l a t e dw i t hh s p i c eb a s e do nt h eu m c0 6g mp r o c e s s ，a n dt h e s i m u l a t i o nr e s u l t sp r o v e dt h es u c c e s so f f r o n t - e n d e dd e s i g n k e yw o r d s ：p r o t e c t i o nf o rl i l t h i u m - i o nb a t t e r y l o wp o w e r w e a k i n v e r s i o n r e f e r e n c ec i r c u i t c o m p a r a t o r l e v e ls h i f t l i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师的指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。尽我所知，除文中己标明引用的内容外，本论文不 包含任何其他人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出 贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明 的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名：南佚 朋石年歹月7 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许 论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部 分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段 保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本论文属于， 不保密d 。 ( 请在以上方框内打“、”) 学位论文作者签名：i 南俊、指导教师签名： 2 0 0 6 芦月7 日声幻g 年岁 华中科技大学硕士学位论文 1 绪论 1 1 课题研究背景及意义 近年来，随着科学技术的不断进步与发展，越来越多的便携式电子产品如移动电 话、笔记本电脑、个人数字助理( p d a ) 、摄录像机等逐渐普及，为人们的日常工作 和生活带来便利。由于这些产品均朝向无线化、可携带化方向发展，其关键性零组 件电源也往轻、薄、短、小的目标迈进，因此对于体积小、重量轻、能量密度高 的二次电池需求相当迫切。小型二次电池包括镍镉电池、镍氢电池及二次锂电池。在 防止镉污染的环保需求下，镍镉电池慢慢被取代已成趋势。镍氢电池虽无环保问题， 但是能量密度低，高温特性差及少许记忆效应等缺点，在3 c 产品应用上，已逐渐被 锂离子电池所取代。二次锂电池具有工作电压高( 3 7v o l t ) 、能量密度大( 1 7 5w h k g ) 、 重量轻、寿命长及环保性佳等优点，目前已大量应用于可携带式电子产品上，包括笔 记型计算机、p d a 、行动电话、摄录像机、数字相机、迷你光驱、掌上型终端机及游 戏机等等，未来更可作为电动工具、电动自行车、电动机车的动力来源。 根据日本i i t 总合研究所2 0 0 3 年调查报告预估，全世界小型二次电池的市场需求 量，在2 0 0 3 年时达3 2 9 7 亿颗，其中二次锂电池的需求量达1 2 5 3 亿颗( 3 8 ) ，镍氢 电池的需求量达6 5 8 亿颗( 2 0 ) ，镍镉电池的需求量达1 3 8 6 亿颗( 4 2 ) 。从1 9 9 8 年 至2 0 0 3 年，镍镉电池需求量的年平均增长率为一0 4 ，镍氢电池需求量的年平均增长 率为3 ，而二次锂电池需求量的年平均增长率高达6 3 以上。综观以上，可看出二 次锂电池产业的重要性，其未来需求及发展前景是相当看好的。 正因如此，作为与之配套的锂离子电池保护芯片也具有广阔的应用前景，强大的 市场动力。本课题所研究设计的就是一个低功耗单节锂离子电池保护电路，包括对于 锂电池在充放电过程中可能出现的过充电、过放电、过电流以及短路的保护等。 该芯片安装在锂电池块里面，一块锂电池里即嵌入一块锂电池保护芯片，因而该 芯片具有与锂电池同样广阔的市场。它用途广、用量大，且与我们的日常生活密切相 关，所以在此选择了本课题作为研究项目，希望本课题的顺利开发能帮助我们把握整 个i c 设计流程，学习理论联系实际。 华中科技大学硕士学位论文 锂电池及其保护电路属于一个较为新兴的发展领域，因此在进入课题设计之前先 对其基本知识进行一个简要的介绍。 1 2 锂电池及其保护电路的介绍 1 2 1 锂电池的基本特点 1 7 9 6 年伏特发明电池，至今已有2 0 0 多年的历史，但在二次世界大战前，电池还 是以锌锰干电池和铅酸蓄电池为主。二次世界大战后由于空间技术、移动通信、导弹、 航空航天等领域的快速发展以及现代人们对能源危机、环境保护的关心，高储能电池 的研究、开发已引起了人们的广泛关注。由于锂在所有金属元素中质量最小、电极电 位最低，所以由锂组成的电池具有开路电压高、质量比容量大等特点。在2 0 世纪7 0 年 代人们用锂做成了一次性锂电池，1 9 9 0 年s o n y 公司首先在市场上推出锂离子二次电 池( 通常简称为锂离子电池或锂电池) 。最近几年移动通讯的快速发展以及笔记本电脑 的普及，使得锂离子电池迅速替代了镍镉、镍氢电池成为最受欢迎的高能电池。目前 商用锂离子电池的质量比容量大约在8 0m a h - 百1 - 1 3 0 m ah g ，循环寿命可达 5 0 0 , - , 1 0 0 0 次以上【”。 相对于镍镉、镍氢电池，锂电池具有如下特点： 1 、比镍镉、镍氢电池有更高的比能量，比能量指单位重量( 蚝) 或单位体积( l ) 的能量( w h ) ，用w h k g 或w h l 来表示( w 瓦，h 一小时) ，一般在电池表面均有电压 和能量的标注： 2 、电压高，单节锂电池平均使用电压一般为3 6v 3 7v ，是单节镍镉或镍氢电 池的三倍： 3 、自放电率低，镍镉电池的自放电率为1 5 3 0 ( 月) ，镍氢电池的自放电率 为2 5 3 5 ( 月) ，而锂电池只有2 r 5 ( 月) ，可长时间存放； 4 、无记忆效应，镍镉或镍氢电池都具有记忆效应，因此，必须定期正确地进行 放电，否则会因记忆效应而使电池报废，而锂电池无记忆效应，所以充电前，无须放 电： 5 、寿命长，正常工作条件下，冲放电循环次数远远大于5 0 0 次； 2 华中科技大学硕士学位论文 6 、可快速充电，使充电时间缩短至1 2 小时； 7 、电池中不含镉、铅、汞等重金属元素，对环境无污染，是当代最先进的绿色 电池： 8 、成本高，与其他可充电电池相比价格较贵1 2 。 1 2 2 锂电池的充放电要求 1 、锂电池的充电 最高充电终止电压一般应为4 3v ，不能过充，否则会因正负极的锂离子拿走的 太多而报废。可采用专用的恒流、恒压充电器进行充电。通常恒流充电至4 - 3v 后转 入恒压充电，当恒压充电电流降至1 0 0m a 以内时，应停止充电。 充电电流( m a ) = o 1 1 5 倍电池容量( 如1 3 5 0 m a t t 的电池，其充电电流可控制 在1 3 5m a - 2 0 2 5m a 之间) 。常规充电电流可选择o 5 倍电池容量左右，充电时间约为 2 3 小时。 2 、锂电池的放电 因锂电池的内部结构所至，放电时锂离子不能全部移向正极，必须保留一定的锂 离子在负极以保证在下次充电时锂离子能够顺利地嵌入通道，否则，电池寿命就相应 缩短。为了保证石墨层中放电后留有一定锂离子，就要严格限制放电终止最低电压， 也就是说锂电池不能过放电，放电终止电压通常为3 0v ，一般最低不能低于2 3v 。 电池放电时间长短与电池容量、放电电流大小有关，电池放电时间( 小时) = 电池容 量傲电电流。锂电池放电电流( a ) 不应超过电池容量的3 倍如( 1 0 0 0m a 电池， 则放电电流应严格控制在3a 以内) 否则会使电池损坏。 1 2 _ 3 锂电池保护电路的功能和特性 由以上锂电池的充放电要求可知，为提高锂电池的使用寿命，保护电池安全运行， 在电池盒内设置的锂电池保护电路大致需要具各以下功能及特性： l 、若充电电压超过电池允许的最大值时，切断电池与外部电路的连接。 2 、若电池放电低于极限电压时，切断电池与外部电路的连接。 3 、若电池的充、放电电流大于极限值，或者负载电路短路时，切断电池与外部 华中科技大学硕士学位论文 电路的连接。 4 、当上述不正常状态消除后，应能自动地恢复电池向外部电路的供电功能。 5 、保护电路自身功耗应非常之小。特别是在电池贮存放置时，保护电路的待机功 耗必需极低，才能不显著地增加电池的自放电率1 3 。 1 2 a 锂电池保护电路的基本原理 锂电池保护电路包括过充电保护、过放电保护、过电流保护、短路保护等功能， 该电路就是要确保电池在过充电及放电状态时的安全，并防止特性劣化【4 】。 l 、过充电保护 当充电器对锂电池过度充电时，锂电池会因温度上升而导致内压上升，需终止当前 充电的状态。此时，集成保护电路芯片需检测电池电压，当到达过充电电压检测点4 3 v 时即激活过度充电保护，将充电回路中的功率m o s 由开转为切断，进而截止充电。 另外，为防止由于噪音所产生的过度充电而误判为过充保护，因此需要设定延迟时间， 并且延迟时间不能短于噪音的持续时间以免误判。 2 、过放电保护 在过放电的情况下，电解液因分解而导致电池特性劣化，需终止当前放电状态。 过放电保护原理：为了防止锂电池的过度放电状态，假设锂电池接上负载，当锂电池电 压低于其过放电电压检测点2 3v 时将激活过度放电保护，使放电回路中的功率 m o s f e t 开转变为关而截止放电，以避免电池过度放电现象产生，并将电池保持在 低静态电流的待机模式。当锂电池接上充电器，且此时锂电池电压高于过放电电压检 测点时，过放电保护功能方可解除。另外，考虑到脉冲放电的情况，过放电检测电路设 有延迟时间以避免产生误动作。 3 、过电流及短路电流保护 因为不明原因( 放电时或正负极遭金属物误触) 造成过电流或短路，为确保安全， 必须使其立即停止放电。过电流和短路保护原理为：当放电电流过大或短路情况产生 时，保护芯片将激活过电流或短路保护，此时过电流的检测是将功率m o s f e t 的r a 。( o n ) 当成感应阻抗用以监测其电压的上升情形，如果比所定的过电流检测电压还高则停止 放电。 4 华中科技大学硕士学位论文 上面对锂电池和锂电池保护电路芯片进行了一些简要的介绍，接下来在此基础上 将对低功耗单节锂离子电池保护芯片的设计进行详细阐述。 1 3 后续章节安排 本论文主要按照芯片设计的流程来对芯片的整个设计过程进行介绍，因此在讲述 到该芯片具体设计之前，首先对低功耗集成电路的设计思想进行了说明，再依次进入 到芯片的设计中，其中的重点为电路设计。基本章节安排如下： 第二章简要介绍c m o s 电路的低功耗设计思想，这些思想将在其后的章节中被具 体应用到电路设计中；第三章介绍芯片系统功能并依此划分电路模块及结构；第四章 是本文的重点，详细介绍芯片内各电路模块的设计；第五章是芯片的系统仿真结果； 第六章总结全文。 华中科技大学硕士学位论文 2 c m o s 电路中的低功耗设计思想 如前所述，每一块封装好的锂电池内都嵌有一颗锂电池保护电路芯片。正常情况 下，锂电池保护芯片不工作，但一旦出现异常，如过充、过放、放电过电流或短路， 保护芯片就开始工作，控制功率m o s f e t 的开关，从而切断充放电回路，此时保护 芯片消耗的功率就是电池的损耗。因而，为延长电池的使用时间，对保护芯片的功耗 必须有严格的控制。c m o s 工艺具有高集成度和静态低功耗的特点，故本设计将基于 c m o s 工艺进行展开。本节主要讨论c m o s 电路中的低功耗设计思想，并在以后的 章节中，将这些思想运用到锂电池保护电路芯片的设计中。 2 1 数字部分的低功耗设计思想 2 1 1 数字部分的功耗组成 c m o s 数字电路的功耗由三部分组成，其表达式是： 一 p = 只( c 。吒x 厂) + i s c 屹+ 。x ( 2 _ 1 ) 直流短路电流b 、是c m o s 电路中串联的p m o s 器件和n m o s 器件同时导通时的直流 短路电流。漏电流，由衬底反向偏置时的漏电流及亚闽值电流组成，主要由电路设计 工艺决定。p 是开关活动率( s w i t c h i n ga c t i v i t y ) ，它是指该节点一个周期内做耗能状态 转换所用的时间与时钟周期之比，它的大小与电路结构、逻辑功能、输入数据的组合 状态及节点的初始态均有关5 1 。c 是负载电容，是电路的工作频率。在一般情况下， 逻辑摆幅吒a ，故公式可简化为： p = 只c ，x 。2 厂+ k “。 ( 2 2 ) 总的说来，在c m o s 电路的总功耗中，xc ，xz 2 , 厂占主导地位。 2 1 2 降低c m o s 数字电路功耗的主要途径 降低功耗的技术有两个大的方向，一个是工艺的改进，即提高工艺精度，减少芯 片特征尺寸，由等比缩小原理可知：动态功耗与比例因子( v ) 的四次方成正比，因此缩 小特征尺寸将会使动态功耗大幅度降低。然而，特征尺寸的缩小将意味着设备的大量 华中科技大学硕士学位论文 投入，同时，由于阈值电压的减少将引起静态功耗的增加。另一个方向则是在工艺 条件确定的前提下，通过用各种各样的设计方法和技巧来降低功耗嘲。又因为动态功 耗在总功耗中占主导地位，所以在给定工艺条件下讨论降低功耗的方法，主要是针对 动态功耗而言的。 由动态功耗的计算公式只x c ，屹，可知，要降低动态功耗，我们可采取的办 法有以下四种7 1 。 1 、降低“开关活动率” 降低“开关活动率”的实质是尽量去除不必要的翻转，避免能量的白白浪费。可以 优化算法、改进编码和优化逻辑结构等途径减少开关活动率及其传播范围，可有效地 降低功耗。 2 、减少负载电容 可以通过减少芯片i c 特征尺寸来降低寄生电容，另外合理地选择器件的尺寸和结 构可进一步提高器件的性能。在进行版图设计时，要尽量将布线电容考虑周到，尤其 是关键路径。降低负载电容也有诸多技巧。 ( 1 ) 优化器件尺寸。改变m o s 管的宽长比对电路的速度和功耗都会造成影响， 这里有一个合理选取的问题，总的趋势是这样的：器件的尺寸过小会造成速度性能恶 化；器件尺寸过大，功耗加大而速度改进并不明显。 ( 2 ) 选用节省器件数目的逻辑电路形式，可减少电容。传输门逻辑的形式比较 特殊，可减少器件，尤其是p m o s 管的数目。同样实现一个全加器，静态c m o s 需用 4 0 个m o s 管，而互补传输门逻辑( c p l ) 只用2 8 个。这也给我们提供了一个降低功耗的 路径：即用互补传输门逻辑( c p l ) 替代静态c m o s 器件。 ( 3 ) 降低高开关活动率节点的电容。在逻辑优化的工艺映射步骤中，可根据开 关活动率信息尽量降低高开关活动率节点的电容。 3 、降低工作电压 降低工作电压是降低功耗最有效的途径，也是保证小尺寸器件可靠工作所必须 的。根据公式，动态功耗只c ，瑶x f 可知：动态功耗和工作电压的平方成正比。假 华中科技大学硕士学位论文 设电路的其他部分完全一样，工作电压从5v 降低到3 _ 3v 可节约5 6 的功耗，如果降 低至2 5v ，则可节约7 5 的功耗。可见，降低电压来节能的功效是非常显著的。但工 作电压降低得太多，以至于工作电压接近阂值电压时，将会使电路的性能大幅度降低， 一般来讲，工作电压3 比较合适。 由此可见，我们也可以通过降低的办法来持续降低，但的降低必须保证 亚闽值电流l 保持在允许的范围之内，以此来保证电路的噪声容限不致变坏。另外， 也可以采取动态多阈值控制技术来降低阈值的作用。 4 、降低工作频率 众所周知，工作频率的降低意味着器件性能的下降，这是实际应用中所不能允许 的。因此，须从电路设计结构上采取措施，既保持总体性能不变，又降低工作频率。 目前，采用的主要办法为并行处理( p a r a l l e lp r o c e s s i n g ) 。其基本思想是在于将功能模块 划分为多个子模块，对子模块进行并行处理，多路选择对应输出。至此电路的面积增 加，功耗增大。而功耗所节省来自于子模块时钟频率的减半，频率节省的功率在抵消 由硬件增加产生的功耗后，仍可使总功耗有明显的下降。其缺点是硬件开销增加，时 钟产生扭监l ( c l o c ks k e w ) 。 综上所述，我们得知：c m o s 器件中动态功耗占总功耗的主导地位，而动态功耗 只c ，x 吃，其主要因素是负载电容、工作电压、工作频率和开关活动率。因此， 低压低功耗技术就是围绕这几项展开的。 2 2 模拟部分的低功耗设计思想 由本电路需完成的功能可知，电路中有相当一部份功能应是由模拟电路模块完 成的，因而，有效地降低模拟部分的功耗也是十分必要的。使电路中的m o s 管工作 在亚闽值区是在低压低功耗芯片中行之有效的一个方法。 通常认为，p 高 巧。+ 行巧时，m o s 管进入弱反型工作区，也即上文提到的亚 阈值区，其中，是m o s 管上的栅源电压，是n m o s 管的阈值电压，是热 电压，n 是一个工艺参数，典型值为l n 3 。 华中科技大学硕士学位论文 i d ( t l 鱼) l o o o o 1 0 0 ，o 1 0 。0 lo m o d e r a t e l l l v 豇 s 1 0 nr e g i o n k a k s t r o n g 。1 1 。掣1 0 n l l l v e 挥1 0 1 1 。e 9 1 m 1 r e o _ l o n f o 峙 图2 - 1m o s 器件的工作区域 由图2 1 所示，当m o s 器件工作在弱反型区时，其工作电流的数量级仅为0 0 1 0 1 肛a 【8 】，远远d , f t 作在强反型区时的值，可显著减小电路的功耗。 i d 【叫：； 8 厂删倒 6 4 2 0 102 p - c h a m d , v g - - - 0 4 乡y v 7 4 _ 6v 删 ： 删 1 2 图2 - 2 工作在弱反型区的m o s 管的，n s - p k 特性曲线 由图2 2 所示，工作在弱反型区的m o s 管具有与其工作在强反型区时相似的 j 。- p k 特性曲线，当漏源电压矿矗增大到一定程度，m o s 管的工作状态由线形区过 渡到饱和区，其区别在于线性区与饱和区的分界点与在强反型区时有所不同。在弱反 型区，当值大于3 4 倍的巧时，m o s 管进入饱和区，饱和电流，。与无关【9 】。 在弱反型区，饱和电流( 增强型n m o s 管) 为 华中科技大学硕士学位论文 一州8 e 警 c z - ， 令i d 0 = 以c n r 曙8 1 8 ( 2 4 ) 则 k 兰w ，i 。e 訾 ( 2 5 ) 其中，一是电子迁移率，c 0 是单位面积的氧化层电容，l 分别是m o s 器件的 宽和长，玎是弱反型斜率因子( w e a k i n v e r s i o ns l o p e f a c t o r ) ，反映了栅和硅表面之间 的电容耦合，1 “7 2 4 ，( i p 7 1 2 - i 7 2 4 ) 这部分差值电流流入 p 7 2 1 的g 端的寄生电容，使，2 ，上升，p 7 1 2 则由于源漏电流不断减小而进入线性区， 使得，p 7 1 2 减小，最后达到与，7 2 。相等后，保持稳定，而p 7 1 1 和n 7 2 5 的状态与电流 大小并不改变，p 7 2 1 截止，n 7 3 4 处于线性区。 7 2 5 7 2 4 时，i t r 7 2 5 = 7 l i = ，m 2 ，7 2 4 ，寄生电容以( 1 n 7 2 4 - ，尸7 1 2 ) 的电流放 电，：，下降，n 7 2 4 由于源漏电流不断减小而进入线性区，使得，。减小，。下 1 降，7 2 5 上升，i , v 7 2 5 = ，p 7 1 l = p 7 1 2 上升，使得i m 5 = ，7 2 4 = 妄k 仍然成立。 华中科技大学硕士学位论文 第二级是由p 7 2 1 ，n 7 3 4 组成的单级放大器。 前级放大器放大输入的差模信号，后一级将前级的输出进一步放大，以达到数字 信号的输出电平。 c ：作为负载电容，决定整个比较器的转换速率，传输延迟时间，零极点等参数的 重要因素【2 5 t 6 】。 分析t 作于弱反型区的比较器的各项性能： ( 1 ) 最大输出电压和最小输出e g 五v o l 值： 由于输出级采用一个电流沉反相器结构；故当p 7 2 1 关断时，n 7 3 4 仍然导通，但 电流为0 ，可以得到z o l = 。 n 7 3 4 处于饱和区，p 7 2 1 处于线性区时，可以得到v o ，此时有： 扩c 孙一唧( o c 州， 刚坠簪型黼( _ 争一( 一等) 】 令如7 3 4 = 7 2 1 ，有 制嬲鲁唧( 鳖坚尝监乌唧( 一争】 ( 4 - 1 6 ) ( 2 ) 共模输入范围i c m r ( i n p u tc o m m o nm o d er a n g e1 该比较器具有与差动放大器类似的i c m r ，共模输入电压应使第一级差动放大器 的所有m o s 管工作在饱和区。 ( m i n ) 使n 7 3 3 处于饱和区和线性区的边缘，则有 ( r a i n ) 2 + 7 3 3 ( s a r ) + 1 2 + ( s a t ) + = + 4 v r + ( 4 1 7 ) ( m a x ) 使n 7 2 5 或n 7 2 4 仍处于亚阈区，则有 华中科技大学硕士学位论文 ( m a x ) + 肛巧+ p _ w 7 3 3( 4 - 1 8 ) ( 3 ) 直流增益a v ( 0 ) 当，：，。问差距太小时，即i ，。，- ，：。i 1 一f 时，在短时间内对寄 生电容充放电就可以使，尸，。：= ，。，而此时p 岛。，上升或下降的程度不够大，使得p 7 2 1 处于饱和区而非线性区或截止区，从而。线性变化，而非理想的，p 的输出。 彳。( 0 ) = ( 坠型一) ( j 血! l ) ( 4 - 1 9 ) g 凼7 2 4 十g d s p 7 1 2g d s e 7 2 1 十g 出7 3 4 ：一2 丽i d n 7 2 4 毛* 瓦1 ( 4 之南 故 4 ，( 。) 磊忑丽而雨忑1 瓦飘磊了丽 h 之一) ( 4 ) 转换速率s r 大信号输入情况下，由于有限的充放电电流而产生一个转换速度的限制，此时， t 。的长短主要取决于转换速度s r 。 对于第一级， c l 若，2 5 很大，以致电流全部被n 7 2 5 抽取，而n 7 2 4 截止，则此处，。= o s r 一：生型二血2 c 1 若，：；下降很大，使n 7 2 6 关断，则此处j p 7 1 2 2 0 对于第二级有类似的结论。 ( 5 ) 传输延迟时间 ( 4 - 2 2 ) ( 4 - 2 3 ) 华中科技大学硕士学位论文 小信号输入情况下，主要受小信号带宽影响。 t p = z c l n ( 互西2 k ) 七：上 ( m i n ) 1 0 5 执 是3 d b 频率。 计算： 第一级的输出级点： p 1 ；一鱼叠掣 c 1 是连接到第一级输出的所有电容之和 第二级的输出级点：p 2 = 一丝塑掣 c 2 是连接到第二级输出的所有电容之和，q 起主要作用 令( 三一1 ) 二一1 ) = j ，求出此时的s ，即得到恍。 p 、p 2 对于一个阶跃输入信号， ( 4 - 2 4 ) ( 4 - 2 5 ) ( 4 2 6 ) ( 4 - 2 7 ) ( 4 - 2 8 ) f 4 2 9 ) 令m2堕1，有标准化的传输延迟时间。27=1pl 4 i n k ( 4 3 。) 当上升或下降的速率超过比较器输出的转换速率时，转换速率对整个电路的传输 延迟时间t 。其主要作用a 华中科技大学硕士学位论文 f p ：r ：v o 焉- ( 4 3 1 ) 9 2 - 舰 整个电路的传输延迟时间是各级传输延迟时间的总和。 ( 6 ) 漂移电压 2 7 8 】 当差分输入电压为0 时，第一级的输出电压应使p 7 2 1 的电流与偏置电流l ，相等， 由此得到部分m o s 管的一些长宽比关系： 黑婴：盟盟( 4 - 3 2 ) ( 矽，三) 62 ( w l ) ， 根据以上分析的工作于弱反型区的比较器的各项性能与电路参数间的关系，调整 与优化参数，得到较好性能。 3 、模块v d l v d 2 的仿真结果 4 35 3 32 5 d 琶 2 i 5 l 5 0 0 0 i 一4 0 c ，2 5 c ，8 5 c 三种情况f 日q 一 曲线基本重舍 v 0 1 t a 酗x0 i a ) ( v i a p ) 图4 1 5 模块电源v d d a l 为3 9v ，三种不同温度下比较器的转移特性曲线 两尾电流源的电流： 典型值：温度t e m p = 2 5 ，模块电源v d d a i = 3 9 v 时，模块总电流为1 6 1 6 n a 。 分析： 华中科技大学硕士学位论文 ( 1 ) 转移特性受温度和电源电压的影响较小。 ( 2 ) 尾电流源的电流大小受电源电压和温度影响较大，这是由于沟道长度调制 效应以及温度对阈值电压的影响引起的。 lh _ _ 2 蜀 晋 _ - - - l - _ _ 8 5 岗,-“ 2 5 c 匠 q l 叫du h - - - i -t - _ - _ - _ 蛳t i 。q 嚣( r i m e ) 图4 1 6 模块电源v d d a l = 3 9v ，三种不同温度下比较器的延时特性曲线 表4 - 1v d d a i = 3 9v 比较器的延迟时间数据表单位：u s 其中，t p l h 为上升延时，t p h l 为下降延时。 分析：( 1 ) 相对于处于饱和区的工作状态，工作在亚阈区的比较器的延迟时间显 著增长，这是由于工作在亚阈区的电流较小，电容充放电需要更长的时间，也即，1 。 变小，使得g 。变小，从而r 。变大a ( 2 ) 输出由低电平变为高电平时，n 7 3 4 进入饱和区，p 7 2 1 进入线性区，而当输 4 5 3 5 2 5 l m 0 4 ：= o 。 。 o 华中科技大学硕士学位论文 出由高电平变为低电平时，n 7 3 4 进入线性区，p 7 2 1 进入截止区，即充电电流大于放 电电流，故t p l h 要小于t p h l 。 4 2 2 放电过电流比较器模块v d 3 的设计 1 、模块v d 3 的功能 该模块具有检测过放电电流状态的功能。当i n p 上的电压高于i n n 上的基准电 压时，电路进入过放电电流检测状态，本模块输出低电平，否则，输出高电平。 2 、模块v d 3 的设计 由于v d 3 模块检测的是v _ 引脚上的电压，在发生放电过电流状况时，v - 上的电 压大约为o 1 5 v 左右，故该比较器的共模电平应设置得比较低，此处仍采用典型的二 级开环结构，但与v d l v d 2 不同之处在于在第一级采用p 管做输入对管，n 管做负 载管，其他原理同v d l 、v d 2 的设计，不再赘述。 ena 图4 1 7 本电路中采用的v d 3 模块的电路图 3 、模块v d 3 的仿真结果 口ut 华中科技大学硕士学位论文 奢 = g 窘 = 昌 图4 - 1 8 模块电源v d d a i 为3 9 v , 三种不同温度下，比较器v d 3 的转移特性曲线 v d 3 模块的电流： 典型值：温度t e m p 为2 5 ，模块电源v d d a l 为3 9 v 时，为6 4 1 5n a 。 相对于v d l 、v d 2 ，v d 3 的性能显著变差，这是由于本模块采用p 管作输入对 管，而p 管由于迁移率较小，闽值电压随温度变化较大等原因性能相对n 管较差。 4 1 3 振荡器o s c 模块设计 振荡器o s c 模块、短路延时模块等由于电路中涉及到对电容充放电，故不能将 m o s 管设计为工作在弱反型区，否则充放电电流太小，难以输出满足要求的时钟信 号和延时信号。 l 、o s c 模块的功能 正常工作时，模块向计数器输出方波，不工作时输出高电平。 要求： ( 1 ) 工作温度为2 5 时，产生周期为5 0 0p s 的振荡方波。 ( 2 ) v d d 在2 2v 4 4v 范围内周期无变化。 华中科技大学硕士学位论文 ( 3 ) v d d 为2 2 v 4 4 v 时，全温度范围内最小周期3 5 0 i t s ，最大周期6 5 0p s 。 2 、o s c 模块的设计 e n v0d y ss 。 cle r vdda2 口sc 8e5 l ： 需 o o 8 日1 ss 1 n882 a 。， 图4 1 9o s c 模块电路图 o s c 模块主要部分是一个三级环形振荡器【2 o 】，每一级由一个反相器和一个电容 构成，当反相器输出高电平时电容充电，输出低电平时电容放电，第三级接三个反相 器后作为模块的输出。由于每一级的输出都会改变下一级的输出电平值，于是每一级 的输出电压在高低电平间不断转换，从而产生振荡【3 卜。2 】。 振荡频率 ，= 1 丁2 万= 万瓦i 7 f 1 面：= ：而 。3 3 ) 其中 ( 4 3 4 ) ( 4 - 3 5 ) ( 4 - 3 6 ) 华中科技大学硕士学位论文 kpp=c。jup(4-37) 1 c t o w = o 眠厶+ 三，) + 詈( l + 0 ) ( 4 - 3 8 ) 代表环形振荡器的级数，b ，r ，分别为n m o s 管与p m o s 管的等效电阻，c o 为电路中总的寄生电容，为负载电容。 振荡器受信号线e n a 、v p o s c 、c l e a r 共同控制，e n a 、v p o s c 为振荡器的 电流控制线，v p o s c 为偏置电路输出，e n a 、c l e a r 是逻辑电路输出，当v p o s c 或e n a 为低电平、c l e a r 为低电平时模块工作。c l e a r 为高电平时，n 8 8 1 、n 8 8 2 导通，p 8 9 0 截止，输出c k o s c 锁定为高电平，c 8 为低电平。 3 、o s c 模块的仿真结果 图4 2 0 模块电源v d d 为3 6v ，三种不同温度下的o s c 模块的输出波形 由于振荡周期随电压变化，所以以模块电源v d d 为3 6v ，温度t e m p 为2 5 时 作为标准周期5 0 0 9 s 。模块电源电压为3 0v 4 4v 间时周期变化不大，为2 2v 时相 对有较大变化，变化由电流引起。周期随温度的变化则是由闽值电压的变化引起的。 分析： 3 9 华中科技大学硕士学位论文 ( 1 ) 电容充电是变电压充电，充电回路中m o s 管的状态是变化的。 ( 2 ) 阈值电压的变化对周期影响很大。调节w l 只能改善周期随温度的变化， 且存在最好点的限制。 ( 3 ) v p o s c 与v d d 保持一定电压差以减少电压变化对振荡周期的影响。 ( 4 ) 占空比大于l ，这是由于电容放电时间小于充电时间。 ( 5 ) 波形振幅与电源电压相等。 o s c 模块的输出计数脉冲c k o s c 继续前行送入计数器模块。c o u n t e r 模块主 要由1 2 级d 触发器级联构成。在c o u n t e r 模块中，c k o s c 信号经过四级反相器 x 2 0 一x 2 3 形成计数脉冲。c o u n t e r 模块在。c l e a r 信号为高电平时清零，清零后所 有主从d 触发器的q 端初值为低电平，q b 端初值为高电平。 4 4 计数器c o u n t e r 模块设计 1 、c o u n t e r 模块的功能 接受o s c 模块产生的时钟信号，根据需要产生多个分频信号，实现芯片的延时 功能。 2 、c o u n t e r 模块的设计 v 00 ckd5c v5sd 图4 - 2 1c o u n t e r 模块电路图 4 4b n5 06 华中科技大学硕士学位论文 dffr 图4 2 2 计数器中d 触发器d f f r 的电路图 tg ( a )( b ) 图4 - 2 3 ( a ) 传输门t g 符号( b ) 传输门t o 内部结构图 该模块是由d 触发器级联构成的计数器【3 3 ，共1 4 级，有效输出为1 2 级，最后两 级没有输出。模块由c k o s c 接收o s c 模块输出的方波，通过d 触发器进行分频， 分别输出4 、5 、6 、1 2 分频信号。c l e a r 为计数器清零端，高电平有效。 参照第二章第二节( 降低c m o s 数字电路功耗的主要途径) 选用节省器件数目的 逻辑电路形式，可减少电容。传输门【3 5 】逻辑的形式比较特殊，可减少器件，尤其是 p m o s 管的数目。故d 触发器采用传输门结构，从而降低数字部分的功耗。 3 、c o u n t e r 模块的仿真结果 b 华中科技大学硕士学位论文 瞬态仿真结果 甄忍珊删i 骶 ； f i l l l ； o r _ _ _ _ 一 l 厂n f il 眺“ 嘲 1 i 1 川 i 1 ，j i 雕争 i ll i i ：争 。 i ii i l 图4 - 2 4 模块电源v d d 为3 6v 温度为2 5 时，c k o s c 、q 4 b 、q 4 、q 5 、q 6 的输出波形 计数器各q 端输出端波形与预期相同。q 4 b 有少量毛刺。 讨论与分析： 非门在高低电平转换时漏电流出现陡增的峰值，原因是此时输入电压使n m o s 和p m o s 都处于导通状态。 q 4 ：c o u n t e r 模块中第4 个主从d 触发器- d f f r 的q 端。q 4 是计数脉冲c k o s c 经过1 6 分频后的信号，q 4 输出信号的时钟周期为砀= 1 6 t c k o s c 。 q 4 b ：c o u n t e r 模块中第4 个主从d 触发器d f f r 的q b 端。在逻辑关系上， q 4 b 等于q 4 取反。 q s ：c o u n t e r 模块中第5 个主从d 触发器d f f r 的q 端。q 5 是计数脉冲c k o s c 经过3 2 分频后的信号，q 5 输出信号的时钟周期为t q 5 = 3 2 t c k o s c 。 q 6 ：c o u n t e r 模块中第6 个主从d 触发器d f f r 的q 端。q 6 是计数脉冲c k o s c 华中科技大学硕士学位论文 经过6 4 分频后的信号，q 6 输出信号的时钟周期为t q 6 = 6 4 t c k o