（通信与信息系统专业论文）epon物理层突发传送的设计.pdf

电子科技大学硕士论文 中文摘要 对信息的渴望以及随之而来的互联网增长，导致了在网络流量特性 方面发生巨大的变化。支持w e b 服务器的因特网主机的增长速度也很惊 人。同时计算机也越来越成为家庭所必需的工具，以至于许多家庭通 过因特网使用w e b 服务相互发送相片己成为常见的事。可以将数据数字 化的数字相机能够照出数量惊人的数据，并且这些信息数字化后更加 易于传输，但是数字化图像的数据量是非常大的。m p e g 活动图像需要 更多的存储容量，以每秒3 0 帧的速度传输1 0 2 4 * - 1 0 2 4 * 2 4 位色彩的图像 将产生成百上千兆的数据，因而也就需要上兆字节的网络吞吐率来进 行传输。众所周知，这些数据无论是从用户到网络还是从网络到用户 都以串行方式传输，因而对这些高速串行数据的接收和发送是我们所 关心的问题。 本文对e p o n 物理层突发传送的设计展开了讨论：首先就在设计高速 数字电路时候应该注意的问题作了一些讨论；接下来对e p o n 进行了研 究：第三章介绍了宽带接入网e p o n 的总体设计，第四章，第五章以及 第六章详细介绍了e p o n 的突发传送g m i i 接口的设计，并进行调试，给 出了几种情况下调试的结果。 关键词：信号的完整性e p o n 系统s e r d e s i i l 电子科技大学硕士论文 a b s t r a c t p e o p l e a s p i r a t i o nf o r i n f o r m a t i o na n dt h ef o l l o w i n gi n c r e a s ei n i n t e r n e t ，s ot h e r ei sg r e a t l ym o v e m e n ti nq u a n t i t yo fc u r r e n t i nt h e i n t e r n e t t h er i s i n gs p e e do fi n t e r n e th o s tc o m p u t e r sw h i c hh a v eb e i n g s u p p o s e dt h ew e bs e r v e ri ss t r i k i n gt ou s t h es a m et i m e ，t h em o r ea n dm e r e f a m i1 i e sr e q u i r ec o m p u t e r s ，s o ，i ti sc o m m o nt h i n gt h a tm a n yf a m i l i m su s e t h ew e bs e r v i c e sf o rs e n d i n gp h o t o si nt h ei n t e r n e t d i g i t a lc a m e r a st h a t c a nd i g i l i z ed a t u mm a ye x p o r tag i g a n t i cm o u n to fd a t u m ，a n dt h e s e d i g i l i z e dd a t u mi s m o r et r a n s m i t e d b u td a t aq u a n t i t yo fd i g i t i z e d p h o t o s i s g r e a t l y m u c h m p g aa c t i v a l p h o t o s n e e dm o r e m e m o r y c a p a c i t y ，f o re x a m p l e ，t os h o w1 0 2 4 1 0 2 4 2 4b i tc o l o rw i t ht h es p e e do f 3 0f r a m e s s e c o n di st og e n e r a t ek i l o m e g a so f d a t u m ，s o ，t ot r a n s f e r t h e s ed a t u mn e e d si n t e r n e tw h o s e s p e e di s o v e rm i l l i o n so fb y t e sp e r s e c o n d w id e l yk n o w n ，h o wt os e r i a ll yt r a n s f e rt h o s ed a t u mw h e t h e rf r o m u s e rt oi n t e r n e to rf r o mi n t e r n e tt ou s e ri so u rc o n c e r n i n gt h i n g s t h i sd i s s e r t a t i o nd i s c u s st h ei s s u eo fh o wt or e c e i v ea n dt r a n s m i t h i g h s p e e ds e r i a ld a t u m ：t h ef i r s td i s c u s s i n gt h o s ep r o b l e m s w h a tw e s h o u l dt h i n km u c ho fd u r i n gd e s i g n i n gah i g h s p e e dd i g i t a lc i r c u i t ：i n t h ef o l l o w i n g ，d i s u s st h ee p o n i nt h et h i r dc h a p t e ri n t r o d u c i n gd e s i g n o fb r o a db a n da c c e s sn e t w o r k ( e p o n ) ：i nf o u r t hc h a p t e r ，t h ef i f t hc h a p t e r a n ds i x t hc h a p t e rd e t a i l e di n t r d u c eh o wt o d e s i g nt h eg m i i i n t e r f a c e o fe p o n ，c a r r yt h r o u g hd e b u ga n dg i v er e s u l t su n d e rm a n yc o n d i t i o n s k e yw o r d ：d i g i t a li n t e g r a l i t y e p o ns y s t e ms e r d e s 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：盅! 基因：1 日期：舶妒年歹月g 日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：熟：鑫蛰：i导师签名：盥塑 日期：么胗牛年f 月g 日 电子科技大学硕士论文 c a b g a d d r f p g a g m i i p c i p c s p l l s d r u i a n s i 简略宇表 c h i pa r r a yb a l l g r i da r r a y球形栅格阵列封装芯片 d o u b l ed a t ar a t e双倍数据速率 f i e l dp r o g r a m m a b l eg a t ea r r a y现场可编程门阵列 g i g a b i tm e d i ai n d e p e n d e n t i n t e r f a c e 千兆位介质无关接口 p e r jp h e r a lc o m p o n e n ti n t e r c o n n e c t 外设不见互联 p h y s i c a lc o d i n gs u b l a y e r 物理编码子层 p h a s el o c k e dl o o p s i n g l ed a t ar a t e u n it i n t e r v a l 锁相环 单倍数据速率 单元间隔 a m e r i c a nn a t i o n a ls t a n d a r d si n s t i t u t e 美国国家标准化组织 a s i c a p p l i c a t i o ns p e c i f i ci n t e g r a t e dc i r c u i t 特定用途的集成电路 b i s t c m o s c o l c r s f i f o b u i l t i ns e l ft e s t内部白测试 c o m p l e m e n t a r y m e t a l - o x i d es i l i c o n互补金属氧化物半导体 c o l l i s i o nd e t e c t c a r r ie rs e n s e f i r s ti n ，f i r s to u t 冲突检测 载波侦听 先进先出 i e e ei n s t i t u t eo fe l e c t r i c a la n de l e c t r o n i c se n g i n e e r s 电气和电子 工程师协会 j t a gj o i n tt e s ta c t i o ng r o u p 2 联合测试组 电子科技大学硕士论文 m d c m d i o m a n a g e m e n td a t ac l o c k m a n a g e m e n t d a t ai n p u t o u t p u t 管理 数据时钟管理数据输入输出 电子科技大学硕士论文 第1 章绪论 2 1 世纪是信息社会的时代，由信息技术、信息传输、信息资源所构成的信息产业将成为 生产力的一个部分。社会对信息的需求推动了信息产业的发展，迫切需要各种专业信息系统 共同经过一个信息网络，能使任何人在任何时间、任何地点，将文本、声音、图像利视频信 息传送给任何地方的人，这就是国家信息基础设施。人们的信息的获取大致要经过核心网， 接入网和用户驻地网。近年来骨干网带宽稳步发展，从2 0 世纪8 0 年代的1 0 m b i l j s 带宽发 展到1 0 0 m b i t s 以及1 g b i t s ，但接入网变化不大。用户对网络带宽的需求不断的提高，传统 的接入网，即第一英里( t h ef i r s tm i l e ) 或者说擐后一英里( t h el a s tm i l e ) 已经成为高容量局 域网和骨干网之间的瓶颈，以新的宽带接入技术取而代之已成为目前研究的热点。普遍认为 无源光网络( p o n ，p a s s i v eo p d c a ln e t w o r k ) 技术能解诀这一问题。 信号完整性的提出 美国一家著名的影象探测系统制造商的电路板设计师们最近碰到一件奇特 的事：一个7 年前就已经成功设计、制造并且上市的产品，直以来都能够非常 稳定可靠地工作，而最近从生产线上下线的产品却出现了问题，产品不能正常运 行这是一个2 0 m h z 的系统设计，似乎无需考虑高速设计方面的问题，没有任何 的设计修改，采用的元器件型号同原始设计的要求一致。 系统缘何失效? 这让设计工程师们觉得十分困惑：没有任何的设计修改，生 产制造基于原始设计中一致的电子元器件。唯一的区别是由于今天不断进步的 i c 制造技术，所以新采购的电子元器件实现了小型化也更加快速。新的器件工 艺技术使得新近生产的每个芯片都成为高速器件，正是这些高速器件应用中的 信号完整性问题导致了系统的失效。信号的完整性是高速电路设计中必须考虑的 事情，它涉及到电路是否能工作运转或者工作是否正常、信号是否能正确接收和 发送。信号完整性问题就是关于诸如：电磁兼容性、串扰、反射以及传输线之间的耦 台情况等等。 1 1e p o n 电信网的核心部分由于引入了光纤，采用s d h 传输体制，传输速率成倍提高，而接入 网部分却以取绞线铜缆为主，随着互联网业务和多媒体业务的日益普及，家庭用户对带宽要 求与日俱增，而长期以来网络运营商一直期望建立一个同一的接入平台为用户提供多种业 务。由于无源光网络( p o n ) 能以相对较低的价格提供充分的带宽，统一的传输平台，低运 营成本，并且因其透明传输等优点能满足目前的各种业务需要以及将来容易拓展可能山现的 业务，所以p o n 成为了研究热点并正成为接入网的发展方向。各个大公司都竞相开发无源 光接入网络产品。国内外都有产品推出：如阿尔卡特( a l c a t e l ) 公司的1 5 7 0 系统、爱立信 ( e r i c s s o n ) 公司的l o c 2 i 系统、中兴通信公司的z x a l 0 - p o n 系统等。 e p o n 是利用p o n 的拓扑结构实现以太网的接入，目的是在现有i e e e 8 0 2 3 协议的基础上，通过较小的修改实现在用户接入网络中直接传输以太网帧。e p o n 相对于现有类似技术的优势主要体现在以下几个方面： 1 ) 低成本优势：由于采用p o n 的结构，e p o n 同p 2 p 的光接入网相比，其光分配 网( 0 0 n ) 中无需中继器、放大器、激光器等有源器件，局端设备的光模块 数量也大量减少，因此仅光纤和光器件就可有效降低接入系统的成本；同时 e p o n 作为纯介质网络，可大量降低接入网的运营、维护成本；以太网本身 4 电子科技大学硕士论文 的价格优势，如廉价的器件和简单的安装维护等，更使e p o n 与其他技术相 比具有价格优势。 2 ) 与现有以太网的兼容性：毫无疑问，以太网技术是迄今为止最成功和成熟的 局域网技术。e p o n 对现有i e e e 8 0 2 3 协议作一定的补充，基本与其兼容。 考虑到以太网的市场优势，e p o n 与以太网的兼容性是其一大优势。 3 ) 高带宽：e p o n 的下行信道为千兆的广播方式，而上行信道为用户共享的千兆 信道。当用户带宽可灵活分配、管理时，它比目前的接入方式，如m o d e m 、 i s d n 、a d s l 甚至a p o n 等，都可提供更高的可用带宽。 1 2 介质无关接口( m i i ) 和千兆位介质无关接口( g m i i ) 的功 能介绍 i o o b a s e t 在1 9 9 5 年6 月被认定为一个正式的i e e e 标准( 作为原始8 0 2 3 标准的8 0 2 3 u 增补) 。 i o o b a s e t 保留了同样的以太网c s m a c d 介质存取控制( m a c ) 协议，同时 有效地将数据率从最初地l o m b s 扩展到了l o o m b s 。1 0 0 b a s e t 在介质存取控 制( m a c ) 层定义了一个新的子层( r s ) 。r s 本质上的作用是将m a c 层的行为映 射到介质无关接口( m i i ) 的电器信号上去。m i i 是一个1 8 针的信号接口，数据 穿越m i i 的速率是每个时钟周期为一个半位元组( 4 位) ，这样发送和接收时钟 只是i o o b a s e t 的l o o m b s 数据率的四分之一。m i i 信号引脚由发送和接收数据 半位元组、时钟、数据有效和报错信号组成。另外还提供了载波( 网络) 活动、 冲突检测和管理接口信号。 m i i 的1 8 个引脚被分为4 类：发送数据、接收数据、网络状态及设备管理。 所有接口信号都工作于t t l 电平之上，并被定义成和3 3 伏和5 0 伏c m o sa s i c 相兼容。 半位元组宽度数据的发送和接收通路，以及相关的控制信号都与各自的时 钟信号相同步。 标准中还定义了一个简单的串行管理接口用来和底层的物理层或者p h y 设 备进行通信，从而可以交换控制和状态信息并收集管理信息。千兆位介质无关接 口( 6 m i i ) 提供了千兆位m a c 和物理层之间的逻辑接口。g m i i 和协调子层( r s ) 使得g m a c 可以连接到不同类型的物理介质上。 图1 1 给出了协调子层和g m i i 与i s o ( i e e e ) o s i 参考模型之问的互联关系。g m i i 接口和m i i 接口类似但是作了一些添加和修改。g m i i 中的数据通路宽度被指定 为8 位而不是半位元组宽度。每个时钟周期内数据以l o c s e t s e c 的速率通过 g m it ，因此为了获得1 0 0 0 m b s 的数据速度，发送和接收时钟必须工作在1 2 5 m h z 。 由于g m i i 也可以工作在l o m b s 和l o o m b s ，所以相应的时钟分别为2 5 m h z 和 2 5 m h z 。以i o m b s 和l o o m b s 速度工作的g m i i 等同于m i i 。 g m i i 接口不是一个外露的接口。g m i i 可以用作芯片级的互联( i c 和i c ) ，这 在典型情况下以印制电路板方式，或者两个以至更多印制电路板之间的母板到子 板连接方式实现。 电子科技大学硕士论文 o s f r e f e r e n c e o d e l l a y e r s ，l =llglqgica差tli兰nk=control ：磐p l s 嚣r e ( 3 0 n c i l i a t i o ni舅reconciliationi 蕈 j ，1 i i 璧! ! 罂! 鉴型组 t i o 自1 0 刚l = a t t a c h 副t u n 晰踊e 抛j = “e d l wd e p 日e n t 刖t e r f a c e = e d l n 0 曰哐蜘暮n t l n l e r f a c e g m _ t g i g 嘲t e d 帆l n d p e n d e h r 州。降r e 洲，e d i u m a t o 吣h m 副t i j n i t p l 8 = p h y s 吣 l l a y e r s i g n a l i n g p c s - p w s b a ( - c o d i f , , b s u s l 埘e r 削a = p t 4 f $ 1 c a l i e i i u m a t r q c h m e n t p h v = p h y s 似l l a y e r o e v i c e p d = p h y s l c l 田u d e p e n d e n t 图1 1r s 和g m i i 与i s o i e e e ) o s i 参考模型的互联关系 ) 1 3 本文的目的和贡献 众所周知e p o n 上的数据是突发传送的，为此本文主要对e p o n 物理层突发传 送的设计进行了讨论： 本文的首先介绍了高速数字印制电路板的设计应注意的问题进行讨论； 本文的第三章对接入网e p o n 进行了介绍； 本文的第四章、第五章、第六章主要介绍了e p o n 物理层突发传送接口一千 兆位介质无关接口( g m i i ) 的设计：其中第五章详细介绍了用芯片p m 8 3 5 4 设计 g m t i 接口电路：给出了该系统的主要功能模块并讨论这些模块的功能；给出了部 分电路设计，并对该系统进行调试和给出试验结果证明该系统是可以工作的。第 六章主要介绍用如何o r t 4 2 g 5 设计g m i i 接口电路。 撼 电子科技大学硕士论文 第2 章高速电路的设计 随着现在科学技术的飞速发展，器件的集成度大规模的提高，信号的上升 和下降时间迅速缩减，可以达到几个n s ，甚至更小。同时i c 输出开关速度的提 高，不论信号频率如何，系统都将成为高速系统并且会出现各种各样的信号完整 性方面的问题。诸如电磁兼容性、串扰、反射以及传输线之间的耦合情况等等。 同时许多系统的工作频率也很高，达到几十m h z 甚至上百m h z ，以适应人们对于 大量数据的处理，例如图象数据处理、音频处理等。这样就要求在电路设计中要 仔细研究所有可能导致信号完整性的因素和条件，并且在印制电路板之前将这些 问题加以完善的解决。这样可以及时的发现问题，并加以修正，提高系统的工作 性能，缩短系统的研发周期，减少系统的投入，提高产品的竞争力。 高速p c b ( 印制电路板) 方面的问题突出体现为以下的类型： 1 ) 时序问题总是第一位的，工作频率的提高和信号上升下降时间的缩短，首 先会使设计系统的时序余量缩小甚至出现时序方面的问题。 2 ) 传输线效应导致的信号震荡、过冲和下冲都会对设计系统的故障容限、噪声 容限以及单调性造成很大的威胁。 3 ) 信号沿时间下降到l n s 以后，信号之间的串扰就成为很重要的一个问题。 4 ) 当信号沿的时间接近0 5 n s 时电源系统的稳定性问题和电磁干扰( e m i ) 问 题也变得十分关键。 信号完整性( s i g n a li n t e g r i t y ，简称s i ) 是指在信号线上的信号质量。 差的信号完整性不是由某一单一因素导致的，而是扳级设计中多种因素共同引起 的。主要的信号完整性问题包括反射、振铃、地弹、串扰等。 源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。 如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反 射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面 的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 信号的振铃( r i n g i n g ) 和环绕振荡( r o u n d i n g ) 由线上过度的电感和电容 引起，振铃属于欠阻尼状态而环绕振荡属于过阻尼状态。信号完整性问题通常发 生在周期信号中，如时钟等，振铃和环绕振荡同反射一样也是由多种因素引起的， 振铃可以通过适当的端接予以减小，但是不可能完全消除。 在电路中有大的电流涌动时会引起地弹，如大量芯片的输出同时开启时，将 有一个较大的瞬态电流在芯片与板的电源平面流过，芯片封装与电源平面的电感 和电阻会引发电源噪声，这样会在真正的地平面( o v ) 上产生电压的波动和变化， 这个噪声会影响其它元器件的动作。负载电容的增大、负载电阻的减小、地电感 的增大、同时开关器件数目的增加均会导致地弹的增大。 振铃和地弹都属于信号完整性问题中单信号线的现象( 伴有地平面回路) ， 串扰则是由同一p c b 板上的两条信号线与地平面引起的，故也称为三线系统。串 扰是两条信号线之间的耦台，信号线之间的互感和互容引起线上的噪声。容性耦 合引发耦合电流，而感性耦合引发耦合电压。p c b 板层的参数、信号线间距、驱 动端和接收端的电气特性及线端接方式对串扰都有一定的影响。表l 列出了高速 电路中常见的信号完整性问题与可能引起该信号完整性的原因，并给出了相应的 解决方案。 电子科技火学硕士论文 表l 高速电路中常见问题及解决方案 问题可能原因解决方法变更的解决方法 过大的上冲终端阻抗不匹配终端端接使用上升时间缓慢的驱动 源 直流电压电平线上负载过大以交流负载替使用能提供更大驱动电流 不好换直流负载的驱动源 过大的串扰线间耦合过大试验上升时间在被动接收端端接，重新布 缓慢的主动驱线或检查地平面 动源 传播时间过长传输线距离太大，替换或重新布使用阻抗匹配的驱动源，变 没有开关动作线，检查串行更不想策略 端接 2 1 信号发射与端接技术 2 1 1 信号反射的形成 传输线上的阻抗不连续会导致信号反射，我们以图2 1 所示的理想传输线模 型来分析与信号反射有关的重要参数。图2 1 中，理想传输线l 被内阻为r 。的 数字信号驱动源v 。驱动，传输线的特性阻抗为z o ，负载阻抗为肌 图2 1 理想传输线模型 理想的情况是当r o = z o = r 。时，传输线的阻抗是连续的，不会发生任何反射， 能量一半消耗在源内阻r 0 上，另一半消耗在负载电阻r 。上( 传输线无直流损耗) 。 如果负载阻抗大于传输线的特性阻抗，那么负载端多余的能量就会反射回源端， 由于负载端没有吸收全部能量，故称这种情况为欠阻尼。如果负载阻抗小于传输 线的特性阻抗，负载试图消耗比当前源端提供的能量更多的能量，故通过反射来 通知源端输送更多的能量，这种情况称为过阻尼。欠阻尼和过阻尼都会引起反向 传播的波形，某些情况下在传输线上会形成驻波。当z o = r l 时，负载完全吸收到 达的能量，没有任何信号反射回源端，这种情况称为临界阻尼。从系统设计的角 度来看，由于临界阻尼情况很难满足，所以最可靠适用的方式轻微的过阻尼，因 为这种情况没有能量反射回源端。 负载端阻抗与传输线阻抗不匹配会在负载端( b 点) 反射一部分信号到源端 ( a 点) ，反射电压信号的幅值由负载反射系数p 。决定，见下式( 1 ) ： p ：坠玉( 1 ) 。 r 1 + z o 电子科技大学硕士论文 式中，pi 。称为负载电压反射系数，它实际上是反射电压与八射电压之比。 由式( 1 ) 可见，一1 p 。+ 1 ，且当r ；= z 。时，pl _ o ，这时就不会发生反 射。即只要根据传输线的特性阻抗进行终端匹配，就能消除反射。从原理上说， 反射波的幅度可以大到跟入射电压的幅度一样，极性可正可负。当r l 0 ，处于欠阻尼状态， 反射波极性为正。 当从负载端反射回的电压到达源端时，又将再次反射回负载端，形成二次反 射波，此时反射电压的幅值由源反射系数p 。决定，见下式： p s = 丽r o - z o ( 2 ) 2 1 2 阻抗匹配与端接方案 2 1 2 1 典型的传输线端接策略 由以上分析可知，在高速数字系统中，传输线上阻抗不匹配会引起信号反射， 减小和消除反射的方法是根据传输线的特性阻抗在其发送端或接收端进行终端 阻抗匹配，从而使源反射系数或负载反射系数为零。 传输线的长度符合下式的条件应使用端接技术。 上( 3 ) 2 t 硎 式( 3 ) 中，l 为传输线线长，t ，为源端信号的上升时间，t 为传输线上每 单位长度的带载传输延迟。即当t ，小于2 t d 时，源端完整的电平转移将发生在 从传输线的接收端反射回源端的反射波到达源端之前，这时需要使用端接匹配技 术，否则会在传输线上引起振铃。 传输线的端接通常采用两种策略：( 1 ) 使负载阻抗与传输线阻抗匹配，即并 行端接( 2 ) 使源阻抗与传输线阻抗匹配，即串行端接。如果负载反射系数或源 反射系数二者任一为零，反射将被消除。从系统设计的角度，应首选策略1 ，因 其是在信号能量反射回源端之前在负载端消除反射，即使pl 0 ，因而消除一次 反射，这样可以减小噪声、电磁干扰( e m i ) 及射频干扰( r f i ) ；而策略2 则是 在源端消除由负载端反射回来的信号，即使p 。= 0 和pl = 1 ( 负载端不加任何匹 配) ，只是消除二次反射，在发生电平转移时，源端会出现持续时间为2 t d 的半 波波形，不过由于策略2 实现简单方便，在许多应用中也被广泛采用。两种端接 策略各有其优缺点，以下就简要介绍这两类主要的端接方案。 2 1 2 2 并行端接 ( 1 ) ( 2 ) 并行端接主要是在尽量靠近负载端的位置加上拉和或下拉阻抗以实 现终端的阻抗匹配，根据不同的应用环境，并行端接又可分为以下几 种类型： ( i ) 简单的并行端接 电子科技大学硕士论文 图2 2 简单的并行端接 ( 3 ) 这种端接方式是简单地在负载端加入一下拉到g r o u n d 的电阻r t ( r t = z 。) 来实现匹配，如图2 2 所示。采用此端接的条件是驱动端必须 能够提供输出高电平时的驱动电流以保证通过端接电阻的高电平电 压满足门限电压要求。在输出为高电平状态时，这种著行端接电路消 耗的电流过大，对于5 0 q 的端接负载，维持t t l 高电平消耗电流高达 4 8 m a ，因此般器件很难可靠地支持这种端接电路。 2 ，1 ，2 3 戴维宁( t h e v e n i n ) 并行端接 ( 4 ) 戴维宁( t h e v e n i n ) 端接即分压器型端接，如图2 3 示。它采用上拉 电阻r ，和下拉电阻r ：构成端接电阻，通过r ，和r 。吸收反射，r 和r ： 阻值的选取由下面的条件决定。r 。的最大值由可接受的信号的最大上 升时间( 是r c 充放电时间常数的函数) 决定，r 。的最小值由驱动源 的吸电流数值决定。r 。的选择应满足当传输线断开时电路逻辑高电平 的要求。 v c c 图2 3 戴维宁并行端接 戴维宁等效阻抗可表示为： r 一盟 。 r l4 - r 这里要求r ，等于传输线阻抗z 。以达到最佳匹配。此端接方案虽然降低了对 源端器件驱动能力的要求，但却由于在v c c 和g r o u n d 之间连接的电阻r ，和凡从 而一直在从系统电源吸收电流，因此直流功耗较大。 眺 主v 电子科技大学硕士论文 2 1 2 4 主动并行端接 占飞 图2 4 主动并行端接 在此端接策略中，端接电阻r ，( r ，= z 。) 将负载端信号拉至一偏移电压v m s ，如 图2 4 所示。v 。的选择依据是使输出驱动源能够对高低电平信号有汲取电流能 力。这种端接方式需要一个具有吸、灌电流能力的独立的电压源来满足输出电压 的跳变速度的要求。在此端接方案中，如偏移电压v m s 为正电压，输入为逻辑低 电平时有d c 直流功率损耗，如偏移电压v 。为副电压，则输入为逻辑高电平时 有直流功率损耗。 2 1 2 5 并行a c 端接 如图2 5 所示，并行a c 端接使用电阻和电容网络( 串联r c ) 作为端接阻抗a 端 接电阻r 要小于等于传输线阻抗z 。，电容c 必须大于l o o p f ，推荐使用0 1 u f 的 多层陶瓷电容。电容有阻低频通高频的作用，因此电阻r 不是驱动源的直流负载， 故这种端接方式无任何直流功耗。 图2 5 并行a c 端接 2 1 2 1 6 二极管并行端接 某些情况可以使用肖特基二极管或快速开关硅管进行传输线端接，条件是二极管 的开关速度必须至少比信号上升时间快4 倍以上。在面包板和底板等线阻抗不好 确定的情况下，使用二极管端接即方便又省时。如果在系统调试时发现振铃问题， 电子科技大学硕士论文 可以很容易的加入二极管来消除。 v e c ，。 窆空 哥 囊8 l _ v i 翌堂 图2 6 肖特基二极管端接 典型的二极管端接如图2 6 所示。肖特基二极管的低正向电压降v ，( 典型0 3 到0 4 5 v ) 将输入信号钳位到g r o u n d - - v ，和v c c + v ，之间。这样就显著减小了信 号的过冲( 正尖峰) 和下冲( 负尖峰) 。在某些应用中也可只用一个二极管。二 极管端接的优点在于：二极管替换了需要电阻和电容元件的戴维宁端接或r c 端 接，通过二极管钳位减小过冲与下冲，不需要进行线的阻抗匹配。尽管二极管的 价格要高于电阻，但系统整体的布局布线开销也许会减少，因为不再需要考虑精 确控制传输线的阻抗匹配。二极管端接的缺点在于：二极管的开关速度一般很难 做到很快，因此对于较高速的系统不适用。 2 1 3 串行端接 串行端接是通过在尽量靠近源端的位置串行插入一个电阻r s ( 典型l o q 到 7 5q ) 到传输线中来实现的，也如上图2 6 所示。串行端接是匹配信号源的阻抗， 所插入的串行电阻阻值加上驱动源的输出阻抗应大于等于传输线阻抗( 轻微过阻 尼) 。即这种策略通过使源端反射系数为零从而抑制从负载反射回来的信号( 负 载端输入高阻，不吸收能量) 再从源端反射回负载端。串行端接的优点在于：每 条线只需要一个端接电阻，无需与电源相连接，消耗功率小。当驱动高容性负载 时可提供限流作用，这种限流作用可以帮助减小地弹噪声。串行端接的缺点在于： 当信号逻辑转换时，由于r s 的分压作用，在源端会出现半波幅度的信号，这种 半波幅度的信号沿传输线传播至负载端，又从负载端反射回源端，持续时间为 2 t d ( t d 为信号源端到终端的传输延迟) ，这意味着沿传输线不能加入其它的信 号输入端，因为在上述2 t d 时间内会出现不正确的逻辑态。并且由于在信号通路 上加接了元件，增加了r c 时间常数从而减缓了负载端信号的上升时间，因而不 适合用于高频信号通路( 如高速时钟等) 。 电子科技大学硕士论文 2 1 4 多负载的端接 在实际电路中常常会遇到单一驱动源驱动多个负载的情况，这时需要根据负 载情况及电路的布线拓扑结构来确定端按方式和使用端接的数量。一般情况下可 以考虑以下两种方案。如果多个负载之间的距离较近，可通过一条传输线与驱动 端连接，负载都位于这条传输线的终端，这时只需要一个端接电路。如采用串行 端接，则在传输线源端加入一串行电阻即可，如图2 7 a 所示。如采用并行端接 ( 以简单并行端接为例) ，则端接应置于离源端距离最远的负载处，同时，线网 的拓扑结构应优先采用菊花链的连接方式，如图2 7 b 所示。 c a ) 参舞鳟串j i j 劳 图2 7 多负载端接c i s ：) 如果多个负载之间的距离较远，需要通过多条传输线与驱动端连接，这时每个负 载都需要一个端接电路。如采用串行端接，则在传输线源端每条传输线上均加入 一串行电阻，如图2 8 a 所示。如采用并行端接( 以简单并行端接为例) ，则应在 每一负载处都进行端接，如图2 8 b 所示。 岱) t 多负载串秆端耪 图2 8 多负载端接( 远) 2 1 5 不同工艺器件的端接策略 阻抗匹配与端接技术方案随着互联长度和电路中逻辑器件的不同也会有所 不同，只有针对具体情况，使用正确适当的端接方法才能有效地减小信号反射。 一般来说，对于一个c m o s 工艺的驱动源，其输出阻抗值较稳定且接近传输线的 阻抗值，因此对于c m o s 器件使用串行端接技术就会获得较好的效果。而t t l 工 艺的驱动源在输出逻辑高电平和低电平时其输出阻抗有所不同，这时，使用并行 戴维宁端接方案则是一种较好的策略。e c l 器件一般都具有很低的输出阻抗，因 电子科技大学硕士论文 此，在e c l 电路的接收端使用一下拉端接电阻( 下拉电平需要根据实际情况选取) 来吸收能量则是e c l 电路的通用端接技术。 当然，上述方法也不是绝对的，具体电路上的差别、网络拓扑结构的选取、 接收端的负载数等都是可以影响端接策略的因素，因此在高速电路中实施电路的 端接方案时，需要根据具体情况通过分析仿真来选取合适的端接方案以获得最佳 的端接效果。 2 2 串扰分析 当今飞速发展的电子设计领域，高速化和小型化已经成为种趋势。如何在 缩小电子系统体积的同时，保持并提高系统的速度与性能成为摆在设计者面前的 一个重要课题。信号频率变高，边沿变陡，印刷电路板的尺寸变小，布线密度加 大等都使得串扰越来越成为一个值得注意的问题。而随着电子工程师不断把设计 推向技术与工艺的极限，串扰分析变得越来越重要。本节讨论的串扰问题是高速、 高密度电路设计中需要重点考虑的问题。 2 2 1 串扰的基本概念 信号在沿着传输线传输时，是以电磁波的形式传输的。电磁波包含时变的 电场和磁场。因为电磁场的能量主要是在传输线的外部，那么根据麦克斯韦方程 知道，时变场会在周围的传输线产生电压和电流。那么对受到干扰的传输线而言， 这个电压和电流就是由于串扰造成的。串扰是指当信号在传输线上传播时，因电 磁耦合对相邻的传输线产生的不期望的电压噪声干扰。过大的串扰可能引起电路 的误触发，导致系统无法正常工作。 电容耦合串扰和电感耦合串扰 产生这两个耦合串扰的源是互容和互感： 在电场的作用下，两个导体互相耦合，这种由电场引起的耦合在电路模型中 就用互容表示。任何相邻导体之间都存在互容，导体之间的距离越近，耦合就会 越紧密，互感也是如此。 如图2 9 所示，互容c 。将在被干扰线( v i c t i ml i n e ) 上的干扰点注入一定 大小的电流，这个电流也被称之为噪声电流，它与干扰线( a g g r e s o r1 i l i e ) 的 电压v 。变化斜率和互容c 。的大小成正比。这个噪声电流可以分为两部分，从串 扰的位置开始向两个相反的方向传输， 引起的串扰电压如图2 9 中的前向串扰电压v ，( 沿着原来的方向传输) 和 反相电压( 沿着反方向传输) 。由上面的分析知道，噪声与信号电压v 。的变化斜 率成正比。在高速电路中，信号的上升沿和下降沿都很短，信号电压的变化斜率 很大，因此互容引起的串扰是不容忽视的。 同样在磁场的作用下，两个导体互相耦合，这种由磁场引起的耦合在电路模 型中就用互感来表示。如图2 9 表示互感1 m 在被干扰线上的串扰点注入一定的 噪声电压v 。 1 4 u ，_ 二干扰线 二三三雪兰三二重二二端 n 一气吉被干扰线n 四一u “一l l 图2 9 电容耦合串扰示意图 它与干扰线的电流i 。变化斜率和互感】功的大小成正比。这个噪声电压分两 个部分：前向串扰电压v ，和后向电压v 。，从串扰的位置分别向相反的方向传输。 同样，由互感引起的噪声电压与电流信号i 。的变化斜率成正比，在高速电路设 计中，互感引起的串扰是不容忽视。 近端串扰和远端串扰 如图2 1 0 中的电容耦合串扰，由于互容的影响，在被干扰线上产生个脉 冲，脉冲的宽度等于信号的上升沿( 或者下降沿) t ，并且沿串扰点分别向相反 的方向传输。先看远端串扰，被干扰线上第一次产生的v ，沿着与干扰源相同的 方向从近端( n e a re n d ) 经过t 。，( 传输线总延时) 到达远端( f a re n d ) ，传输 源端 ! ：厅，干扰线 负载端 可可寺奸燃廿 图2 1 0 电感耦合串扰示意图 速度也与干扰源相同，随着干扰源上的脉冲信号不断向负载端( 1 0 a de n d ) 不断 传输，被干扰线上的串扰点也不断向远端靠近，而所有的v ，都在同一时刻到达 远端。叠加的结果就是一个幅度很大的脉冲，脉冲的宽度就是t ，幅度与信号的 变化斜率，互容c 。及传输线的长度有关系，如果干扰源的信号由低到高变化， 远端串扰电压是一个正的尖锐脉冲。反之，干扰源的信号由高到低变化，远端串 扰电压是一个负的尖锐脉冲。 近端串扰情况有些不一样，v 。与干扰源信号的传输方向相反，随着干扰线上 的脉冲信号不断向远处传输，串扰电压最后在近端叠加，得到一个连续的，低电 平，宽脉冲信号，当t 。， t ，2 时，该脉冲的宽度为2 t 。它与干扰源信号的脉冲 沿无关。 电感耦合串扰跟电容耦合串扰情况类似，极端串扰喜好具有低电平，宽脉冲 电子科技大学硕士论文 的特点：远端串扰信号是一个脉冲宽度为t ，的脉冲尖峰，不过极性与电容耦合 的远端串扰信号的极性相反。 实际上电感耦合串扰和电容耦合串扰同时存在，两者的叠加在近端仍然是一 个低电平，宽脉冲信号；在远端由于两者串扰电压的极性相反，最终的串扰的极 性由它们的相对大小来决定，因此在被干扰线的远端，串扰表现为个窄脉冲， 脉冲宽度为t ，也有可能出现这种情况，那就是两种串扰的大小相等，于是相互 抵消，出现远端串扰为o 的情况。 在考虑干扰信号到达负载端的情况。如果负载端的阻抗与传输线阻抗相匹 配，当信号传输到负载端时，信号被完全吸收没有反射，之后干扰源信号很快达 到一个稳定的状态，直到信号第二次发生变化，如果负载端的阻抗与传输线的阻 抗不匹配，负载端会把到来的脉冲按一定的比例( 与反射系数有关) 反射回去。 这时如果源端是阻抗匹配的，反射信号到达源端就不再发生发射了，如果源端阻 抗也不匹配，将出现多重反射，其引起的串扰也更加复杂。 奇模和偶模 事实上千扰源也是被干扰的对象，当两根传输线靠的足够近时，周围的电磁 场如何作用取决于传输线上信号的传输模式，传输模式对传输线的特征阻抗和传 输速率有很大影响。 奇模( o d dm o d e ) 传输模式是指两根耦合传输线上的驱动信号是幅度相等， 相位相差1 8 0 度，这时等效电容为原来的电容加上互容c 。，等效电感为自感减去 互感1 。，根据传输线的阻抗计算公式可以知道，奇模阻抗要小于单根传输线的特 征阻抗，差分信号是奇模传输的典型例子，差分阻抗为2 倍的奇模阻抗。 偶模( e v e nm o d e ) 传输模式是指传输线上的驱动信号的幅度和相位都相等， 等效电容为原来的电容减去互容c 。，等效电感为自感加上互感l 。，偶阻抗要大单 根传输线的特征阻抗。 对于奇模和偶模传输，端接技术非常的重要。 如何尽量减少串扰： 要控制串扰，首先要知道影响串扰的因素。下面几项是影响串扰的因素： 电流的方向：串扰是与方向有关的，其波形是电流流动方向的函数，电流流 向是反相时的远端串扰要大于电流流向为同向的串扰。 信号源频率和边缘翻转频率干扰源信号频率越高，被干扰对象上的串扰幅 值越大。对于高速信号的串扰，容性耦合已经超过感性耦合而成为主要的干扰因 素，因此不但要关心远端串扰，而且也要慎重处理容易被忽略的近端串扰。另外， 在数字电路中，除了信号频率对串扰的影响外，信号的边缘翻转速率对串扰的影 响更大，边缘变化越快，串扰越大。 线间距离和平行线长度，串扰电压的大小与两线的间距成反比，而与两线的 平行长度成正比。但随着平行长度的增加，串扰会饱和。 地平面对串扰地影响：传输线与地平面的距离，即传输线与地