（通信与信息系统专业论文）3毫米卫星通信高速数字调制技术研究.pdf

南京理工人学研究生论史 y 3 9 9 0 6 3 摘要 卫星通信已成为全球通信网的重要组成部分，而毫 米波卫星通信是卫星通信必然的发展趋势。本文讨论的 高速数字调制技术是3 毫米卫星通信系统的重要课题之 一。 本文对3 毫米卫星通信系统高速数字调制技术进行 了一些理论上的讨论，比较了卫星通信中几种主要调制 方式的原理、实现和性能。对3 毫米卫星通信系统调制 方式的选择，构成高速数字调制系统拟采用的关键性技 术，将进行分析和讨论。并用调制专用芯片采用多载波 调制并联传输的方法构成数字调制器，进行设计了上的 考虑。 l 7 【关键词】调制、毫米波、卫星通信 e ec c d i g i ( 雪 h 哪 蜘 k 0 一 ， 一 ) 南京理工大学研究生论文 a b s t r a c t sa te 1 1 i teco m l t i u n ica t i0 n hasbee nt hei m p 0r t a n t c0 m p 0 n e l 3 to f 9 1 0 b a lc o m m u n ica t i o nn e t s ， w h i le m i l l i me ter wa vec o m m u n i ca t ionist hetre n d0 fsa te 1 1 i te co m m ur l ica t i0n h i g h da t ave 10 c i t y d i g i t a l m o du 1a t i0n d isc usse db yt h is pa p eris0 1 3eo ft heesse n t ia 1t he meso f m i l l i m e t er w a v ec o m t r t u l l _ ic a t i 0 1 3 t h is pa p erd isc usse dt hem a i nt he 0 r y 0 fm o d u la t i0r l inm i l l i me ter - wa veco m i n u n i ca t i 0n s y s te m ，c o m p ared sever a lm a i nm o d u la t i o nme t h o d si nsa t e l l i te co m m u n ic a t i o n t h e p a p era 1s 0d isc 1 1sse dt h ec h o ic eo f m od u la t i 0r lme t h o dar l dt hek e y t ec h n 0 10g iesir l m i l l i me ter wa vec o m m l 1 n ica t i0ns ys te m i n tr oduce d mu l t i - c a rr ierm od u la t i o i 3 ，t he p a p e rde s i g n edt he mod u la t 0r b ya p p l i ca t i0 ns pec i f ici n t e g r a t e dc ir c u i ts 【k e y w 0r ds 】m 0 d 1 1 1 1 1 1 t i0 n ，m i i l i i r f le te 卜w l i t ve ， s a te l l i tec o m m u n ic a t i o n 2 南京理工大学研究生论文 1 绪论 随着世界科学技术发展进步与生产力发展的客观需要，现代社会必然向 信息化迈进的趋势已日趋明显，信息高速公路即是社会信息化的先决条件。 从广义上来说，信息的传递是通过媒介进行的，而媒介可分为有线与无线， 前者例如光纤、同轴电缆、双绞线等，后者无线传输则如电台广播、卫星通 信等。 其中卫星通信己成为全球通信网的重要组成部分，它具有安全性好、建 网周期短、覆盖面广、通信距离与成本无关等优点，因此，发展前景广阔。 近年来由于i t 技术与互联网业务的飞速发展，对新的数据、图像业务和电视 广播通信的需求越来越强烈，使得卫星通信领域，特别是宽带卫星通信领域， 其可用频道越来越拥挤，可用频谱资源已很有限。目前，宽带卫星通信业务 主要使用k u 波段，由于使用拥挤已向k a 波段发展。鉴于毫米波卫星通信的 频带宽，天线波束窄而测角分辨率高，抗干扰性能强，体积小而重量轻，耗 电小，适于卫星装载，已成为卫星通信必然的发展趋势。3 毫米波段是k a 波 段后的又个大气窗口，因此研究3 毫米卫星通信技术具有十分重要的现实 意义。 一个完整的卫星通信系统由通信卫星( 及空间转发器) 、地面控制站、用 户地面站( 提供发送或接收通信服务) 三大部分组成。而调制解调系统是地 面站的重要组成部分，它是决定卫星通信系统通信质量和性能的主要因素之 一。特别是现在多媒体的广泛应用，要求数据通信网能够提供更高更快的数 据传输。从技术角度上来说，就是要提高数据率。大家都知道，数据率的提 高意味着传输带宽的加大，但是传输带宽是有限的，于是出现了各种调制解 调方法来提高单位带宽的数据传输率。因此，高速调制解调技术是3 毫米卫 星通信系统需要研究的重要课题之一。 在模拟信号调制解调的基础上发展起来的数字调制解调，至今大约经历 了三个主要阶段：从6 0 年代初起步至7 0 年代，主要为中小容量，调制方式 亦较简单，多为q p s k 、8 p s k ，尚未进入较高状态的q a m 调制；8 0 年代进 入大力发展与运用较高状态q a m 调制与自适应同步解调；而9 0 年代则在此基 础上又进一步提高，构成符合s d h 传输和i t ut r - g 8 2 6 建议更高传输性能 l 南京理工人学删，t 生论文 要求的高速多维多状态编码调制。 当代大容量数字无线传输的主要发展动向可归纳如下： 1 ) p d h 大容量数字微波通信系统的现有容量速率及调制状态水平为4 0 0 m b i t s 及2 5 6 q a m ，并探索研究了高达1 0 2 4 2 0 4 8 q a m 传输的技术可行性：以此为 基础向s d h 转变的5 1 2 q a m 、6 2 2 m b i t s 系统已可构成，并探索研究了 2 5 g b i t s 的多频段联合运行的s d h 传输的可能性。这些方面，有竞争力的代 表性厂商有如日本的日本电气( n e c ) 、富士通( f u j i t s u ) ；加拿大的北方电信 ( n t ) ，法国的阿尔卡特( a l c a t e l ) 及美国的爱梯恩特梯( a t & t ) 、德国的西门子 f s i e m e n s ) 等。相应频谱利用率已可取达1 1 b i t s h z 这一较高水平。 2 ) 未来发展的数字微波无疑将会尽快s d h 化，支持大容量p d h 、s d h 传输 的编码调制技术，自适应高效率检测技术，自适应均衡，自适应干扰抵消， 自适应功率控制及非线性预失真补偿，自适应分集接收以及多载波并联传输 等整套高级调制、解调、信号设计与信号处理已属有效，其关键是向性能更 优良、价格更便宜、可靠性更高的方向迈进。 3 ) 编码调制技术是一种有极为广泛领域应用潜力的技术支撑手段，以实现功 率频谱同时有效利用的高效率传输处理，其根本目标是要尽可能更接近 s h a n n o n 性能极限，并使其结构简单、高速装备容易及价格合理。 4 ) 为实施设备网络构成的灵活性及多样性，组合s d h a t m 技术的各种应用 显得愈来愈重要。 本文将讨论的高速数字调制技术是总装备部国防预研项目“3 毫米卫星通 信技术”的一部分。本文将比较卫星通信中几种主要调制方式的原理、实现 和性能。对3 毫米卫星通信系统调制方式的选择进行分析，为降低码速率将 提出多载波调制并联传输的方案。对构成高速数字调制系统拟采用的关键性 技术，将进行分析和讨论。并将用斯坦福公司( s t a n f o r d ) 的调制专用芯片 ( a s i c ) s t e l - 11 0 9 ，采用多载波调制并联传输的方法构成1 5 5 5 2 m h z 数字调 制器，进行设计上的考虑。 南京理工人学研究生论史 2 卫星通信常用数字调制技术 数字信号的传输方式一般分为基带传输和频带传输两类。不搬移基带频 谱，以终端设备输出的基带信号序列或经过某些码型变换后，利用线缆进行传 输的方式称做基带传输。将基带信号的频谱搬移到某个载频带内进行传输的 方式称频带传输。利用微波信道的发送频率来传输数字信号的方式显然是属 于频带传输的范畴。然而，在数字微波通信系统中一般也包含基带传输子系 统。由于基带数字信号通常是不能在无线信道中传输的，必须变换成与信道 相适应的信号形式。这种变换一般是用基带信号对载波进行调制来实现。由 于微波的发信频率很高，所以在数字微波传输系统中常用脉冲形式的基带信 号序列对中频频率7 0 m h z 或1 4 0 m h z 进行调制后。再变换到微波频率。这种 调制称数字载波调制或载波键控。这是因为数字信号取值的离散性，从而使 得对载波进行调制时呈现出一种开关状态而得名。数字载波的原理就是用基 带信号去控制载波的某个参数，使之随着基带信号的变化而变化。如用数字 脉冲信号去键控载波的振幅，相位或频率，就可相应地获得移幅键控( a s k ) ， 移相键控( p s k ) 和移频键控( f s k ) 信号。移幅键控和移相键控在数字微波 传输系统中使用较多，而移频键控信号由于它所占频带过宽，所以在中、大 容量系统中很少使用，此处不再讨论。 2 1 移相键控( p s k ) 移相键控是目前中小容量数字微波通信系统中采用的重要调制方式。因 为它具有效好的抗干扰性能，所需带宽比移频键控窄。而且这种调制方式结 构比较简单，实现起来并不麻烦。 在移相键控系统中，有待传输的基带数字脉冲信号控制着载波相位的变 化，从而形成振幅与频率不变而相位取离散值变化的已调信号。当基带调制 信号是一个随机脉冲序列，调相波可以表示为 s ( t ) 2 g ( f k t s ) c o s ( c o 。f + i ) ( 2 1 1 ) i 其中，中k 是第k 个码元载波相位取值，t s 是一个码元的持续时间，uc 是载 塑塞墨三盔兰塑塑生堡苎 波角频率。ok 可在( 0 ，2 ) 区间内取离散值的随机变量，它表征着要传送 的数字信息，取值的个数由调制的进制数决定。例如，在2 p s k 调制时将取2 个离散值，4 p s k 调制时将取4 个离散值。g ( t ) 为单脉冲波形，由系统的传输 函数决定。 将式( 2 1 1 ) 展开可得 = g ( t - k t s ) c o s 毋 c o s 曲。t 1 g ( t - k t s ) s i n 西 s i n c a d ( 2 1 2 ) 女t 令x k = c o s 中k ，y k = s i n o k ，则x k 及y k 的取值将是随机的离散值，其取值 域为( - i ，+ 1 ) 。此时上式为 s ( ，) = 【x , g ( t - k t s ) c o s c o d - 【匕g p 一乃) 】s i t l 。t ( 2 1 3 ) t 可看出，该式的右端两项为两个双边带调幅波，它们的载波相互正交。 由此说明，数字调相波实为一个正交双边带调幅波，所不同的是两个调幅波 的幅度是相关的。因此，调相波可视为线性调制信号处理。 2 1 1 四相移相键控( 4 p s k ) 四相移相键控有时也记为o p s k 。 在中容量数字微波通信系统中几乎全部使用四相移相键控。这是因为 o p s k 方式能取得较高的频谱利用率，很强的抗干扰性及较高的性价比。 2 。1 1 1 q p s k 调制 当通用移相键控表达式( 2 1 1 ) 中的由k 可取四个离散值之一时即给出 四相移相键控信号的表示式。取 巾k = 4 + i k 2 ，i k = o ，1 ，2 。3 则成为 s ( t ) ：( 以g ( t - k t s ) c o s c o 。卜 y k g ( t t s ) s i n c a 。， ( 2 1 4 ) 其中x k 与y k 的取值为1 2 与一l 2 。 令分别对应于两路并行输人的二进制码序列，由此可得q p s k 的调制器框图， 见图2 1 1 1 ( a ) 。图中略去了乘法器前电平变换电路。其中串并变换电路将 串行输入的二进制信息序列变换成两路并行的二进制序列。在式( 2 - 4 ) 中取 南京理工大学研究生论文 1 压 1 i 矗 b k = 0 b k = l y k - j ，i q 7 c k _ o l l ，压 c k = l 可得q p s k 调制的矢量图，见图2 1 1 1 ( b ) 。由图可见，此调制电路对应的 为格雷码逻辑。 0 1 ( 1 ) 1 1 ( 2 ( a ) 4 p s k 框图 ( c b ) 0 0 ( o ) 一e o s w c t l o ( 3 ) 号 ( b ) 矢量图 图21 11 q p s k 调制器 显然q p s k 信号包合同相与正交两个分量，每个分量都是用宽度为t s 的 二进制序列分别进行键控。码元宽度t s 为输人信息序列比特宽度t b 的两倍。 由图2 1 1 1 ( b ) 给定的矢量代码与双比特代码b k c k 的关系，可以判定为格 5 厂，1 l i | 烛 南京理工大学研究生论文 雷码关系。采用其它调制方法时，也有可能为自然二进码关系。 2 1 1 24 p s k 解调器 4 p s k 相干解调的工作原理见图2 1 1 2 ，输入q p s k 已调信号s ( t ) 送人 两个正交乘法器。载波恢复电路产生与接收信号载波同频同相的本地载波， 并分为2 路，其中一路经移相n 2 后产生正交相干载波。将此2 路信号分别 送人2 个正交乘法器。经低通、取样判决后产生2 路码流再经并行一串行转换 后恢复数据流。其中同相路乘法器的输出中的2 倍频载频分量均被低通滤波 器去除，取出基带分量 x ( t ) = x t g ( t k r s ) 此处略去系数的影响。经取样判决后。产生对应的数据流。正交信道的解调 过程和上述过程类似。取样判决器的判决准则是根据调制器的工作原理确定 的。 图2 。1 1 2 q p s k 相干解调器 2 1 2 移相键控系统的误比特率 2 1 2 1 b p s k 系统的误比特率 在双极性二元码基带传输系统中，假定收发传输响应实现了共轭匹配并 满足无码间串扰时，则传输系统的误比特率为 6 查塞里三查兰业塞竺丝苎一 阽扣j 罴 其中e b 为混入噪声前的单位比特信号能量，n o 为正态噪声的双边功率谱密度。 e d n n 称为归一化比特信噪比。 采用等效基带系统分析b p s k 系统的误比特率时，若等效基带系统满足 基带系统误比特率的导出条件，则只需对式( 2 1 5 ) 做下述变换就可以用来 表示b p s k 系统的误比特率。 1 载波键控信e s 的功率只有等效基带信号功率的一半。p s k 信号的功率谱 只( ，) = l p s ( f 一正) + p s ( f + 正) 】 其中，p s ( f ) 为等效基带信号的功率谱密度。 载波键控信号的功率可以从上式求得为 只= 【只( ，) 够 = 去限( ，一正) 十p s ( f + f o ) d f = 1 f 。p s ( f ) d f = 妄b 即等效基带信号的功率为载波键控信号的2 倍，所以单位比特信号能量为键 控系统的2 倍，在式( 2 1 5 ) 中应把e b 改写成2 e b 。 2 在式( 2 1 2 1 1 ) 中的n o 代表等效基带系统中同相或正交分量双边谱 密度，如果转换成载波键控系统，则代表单边功率谱密度。可以证明，在一 个载波键控系统中，即窄带系统中窄带噪声的功率谱密度谱p 。( f ) 与等效基带 系统中同相或正交分量噪声功率谱密度谱p n l ( o 、p 。q ( f ) 具有下述关系 只( 厂) = 去【只，( 厂一正) + 只，( ，+ t ) ：； 只i q ( 厂一丘) + 只口( 厂+ 正) 】 ( 2 1 6 ) 南京理工大学研究生论文 写成单边形式 只( 厂) = n o ( 2 1 7 ) 这样，就得到b p s k 系统在理想相干解调下的比特差错率 只= 再 他m ， 表2 1 2 1 给出式( 2 1 8 ) 的某些典型值。 e b n o ( d b ) 6 88 49 61 0 5 41 1 3 01 1 9 7 p 。 1 o 1 0 31 0 x 1 1 0 x 1 0 51 o l o 巧1 o x l 0 - 1 o 1 0 8 表2 1 2 1b p s k 的误比特率 2 1 2 2 q p s k 系统的误比特率 在采用正交相干解调的情况下，可以用等效基带系统来讨论。q p s k 信 号的复包络u ( t ) 可以分解成同相分量和正交分量，即 u ( o = x ( o + 咖( 1 ) 其中x ( t ) ，y ( t ) 都是双极性双元码，而且是相互独立的。如果令u ( t ) 的比特率 为f b ，则x ( t ) 和y ( t ) 的比特率为f 2 。u ( t ) 的功率p 。和x ( t ) 、y ( t ) 的功率p x 、 存在线性叠加关系 只= 只+ 只= 2 只= 2 0 系统在理想正交条件下，x ( t ) 和y ( t ) 分别组成两个独立的双极性二进制基带传 输系统，它们在理想情况下的误比特率可以根据式( 2 1 5 ) 写出 凡= 圭咖j 熹 如= 扣j 熹 其中 e ，= 只，云= 只。去= e 。 塑里些! 查兰竺篓竺堡兰 e y 有相同的结果。就有 匕= p c y = 埝 如果输入信息在x ( t ) ，y ( t ) 上是等概率的，则总的比特差错率为 e = 圭匕+ 圭名= ；e 咖j 罴 与b p s k 系统类似，用e 。= 2 e b 代入，则可得到q p s k 系统在理想情况下的误 比特率 只7 1 咖j 鲁 c z ， 与式( 2 1 8 ) 相对比可以看出：在归一化比特信噪比相同的情况下，q p s k 和 b p s k 具有相同的误比特率。这也是q p s k 得到广泛应用的原因之，一。 2 2 多进制正交幅度调制( m q a m ) 多进制正交幅度调制是在中、大容量数字微波通信系统中大量使用的一 种载波键控方式。这种方式具有很高的频谱利用率，在调制进制数较高时， 信号矢量集的分布也比较合理，同时实现起来也较方便。以下主要讨论多进 制正交幅度调制的星座图选择，电路构成及工作原理。 2 2 1 m q a m 信号和星座图选择 正交幅度调制信号可以表示成 s ( t ) 2 g x g ( f k t s ) c o s 。f 一【乏：k g ( f 一乃) 】s i n 。r ( 2 2 1 ) 显然，它的信号表示式与移相键控信号具有相同的形式。与p s k 信号不同的 是，其中x k 、y k 是多进制的数字序列，它们各自所携带的数字信息是相互独 立的，g ( t ) 表示单脉冲波形。 通常，把信号矢量端点的分布图称为星座图。目前，正交幅度调制正得 到日益广泛的应用。它的星座图常为矩形或十字形，如图2 2 1 1 所示。 重窒堡三垄兰坐薹生堡墨一一 l 一一一一m 三2 墅一一 一r 一咎譬8 0 0 譬二掣一i - 滥3 00 1 事：；：捧o - - e 警- o4 节；- ij： ! i 争”，警 - ，? l ： ：l 车：参： i 、三搿耋：毒：辜7 + - - e 图2 2 1 1m q 删星座图 其中m = 4 、1 6 、6 4 、2 5 6 时星座图为矩形，而m = 3 2 、1 2 8 时则为十字形。 前者m 为2 的偶次方，即每个符号携带偶数个比特信息；后者为2 的奇次方， 每个符号携带奇数个比特信息。 假设已调信号的最大幅度为l ，不难算出m p s k 时星座图上信号点问的最 小距离为 d = 2 s i n ( 吾) ( 2 2 2 ) 、m 而m q a m 时，若星座图为矩形，则最小距离为 d ：兰：毒l ( 2 2 3 ) 三一1 m l 这里，m = l 2 ，l 为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数。 由式( 2 2 2 ) 及( 2 2 3 ) 可知，当m = 4 ，d 4 p s k = d 4 0 i l 。事实上，4 p s k 查室墨三查兰塑鍪竺堕塞 与4 q a m 的星座图相同。但当m 4 时，例如m = 1 6 ，则可算得d i f i p s k ：o 3 9 ，d 1 6 q a m = 0 4 7 。d 1 6 0 a m d 1 6 p s k ，这说明1 5 q a m 的抗干扰能力优于1 6 p s k 。 当平均功率受限时，m q a m 的优点更为显著，因为m q a m 信号的峰值功率 与平均功率之比为 k ：牡 2 ( 2 i 一1 ) 2 故此时d m q 州又可加大为、厂i 倍。n = 1 6 时， = 1 6 2 。 ( 2 2 4 ) k = 1 8 ，d 1 6 q 删= o 6 3 ，d t 6 q a m d 1 6 p s k 由图2 2 1 1 所示星座图可知，m q a m 如同m p s k 一样，也可以用正交调 制的方法产生。不同的是：m p s k 在m 4 时，同相与正交两路基带信号的电平 不是互相独立，而是互相关联的，以保证合成矢量端点落在圆上。而m q a m 的 同相和正交两路基带信号的电平则是互相独立的。在安排星座图的时候应充 分地利用整个平面，将矢量端点合理地分布，尽可能在不减少最小距离情况 下增加信号矢量的端点数目。 2 2 2 m q a m 调制方法 一、m q a m 调制原理 1 ) 正交调幅法 塑 ； a l 避 ： b c o s w c t s i n w c t 图2 2 2 1 正交调幅法 图2 2 2 1 给出正交调幅法的原理框图。输入二进制序列f a k 经串并转 换后变成2 1 路序列，对于矩形星座图同相与正交两路的l 位二进制码组经 l l 塑塞堡查兰塑茎生堡兰 一 电平变换电路转换成m 电平的基带信号x ( t ) 、y ( t ) ，分别对同相载波与正交 载波进行线性调制( 即相乘运算) ，最后相加即得到m q a m 信号。电平变换电 路可用d a 变换器实现。 2 ) 四相迭加法 由于多电平正交幅度键控信号可以分解成若干个四相相位键控信号的线 性组合，据此原理则构成四相迭加法 以i g q a m 为例，图2 2 2 2 给出用四相叠加法产生1 6 q a m 信号的矢量图。 其中大、小四相相位键控信号的幅度为2 ：l ，并且都采用了格雷码的相位逻 辑。 b 2 垃 0 0 b l a l 0 0 iv 一 1 。八一 b 2 a 2 b l a l y b 2b 1 0 1 0 |0 i 0 0 d 1 0 0 0 0 + 300 1+ 1+ 3x l00a 2 0l0a l 图2 22 21 6 q 州的四相迭加法矢量囤 从图可以看出，用这种方法产生的1 6 q a m 信号，其同相与正交的多电平 基带信号分量满足自然码的电平逻辑，有意思的是这种现象可以推广到一般， 即：用四相叠加法产生m q a m 信号，如果每个四相相位健控都采用格雷码相位 逻辑，则产生的m q a m 信号的同相与正交两个分量均满足自然码电平逻辑。当 对多电平信号进行检测并恢复成二进制码时，格雷码电逻辑将比自然码电平 逻辑具有更好的误码性能。因此，希望产生的m q a m 信号最好具有格雷码电平 逻辑。 1 2 堕堕些! ：查兰笪! i 竺丝壅 二、m q a m 解调原理 图2 2 ，2 3 给出m q a m 的解调框图。正交幅度键控信号的解调器一般是 一个e 交相干解调器。经过解调所得到同相与正交两路互相独立的多电平基 带信号x ( t ) 和y ( t ) 。用a d 变换器对多电平基带信号进行判决与检测，并还 原出二进制码。 已调信号入 图2 2 2 3 多进制q 心相干解调电路 2 2 3 m q a m 系统的误码率 1 6 q a m 系统在正交相干解调时的比特差错率可以在双极性四电平基带信 号的误比特率表示式基础上求得。双极性l 电平传输的误比特率为： n = 瓦l 西- 1 呼、f 2 3 ( 1 上o ：g 一2l 1 ) e 瓦b ) ( 2 1 6 q a m 系统可以分解成同相与正交两部分，每部分的等效基带系统都是一 个余弦滚降的双极性多电平的基带系统，并假定其收、发滤波器符合最佳分 配原则。 在p s k 系统比特率的求取过程中，我们已经述及将等效基带系统的比特 差错率变换成载波键控系统的比特差错率时，应考虑到： 1 n o 在等效基带系统中代表噪声双边功率谱密度，而在载波键控系统中 代表噪声单边功率谱密度。 2 幅度相同的情况下，载波键控系统的信号功率为等效基带系统信号功 1 3 堕塞些三查兰望! ! 兰笙兰 率的一半。因此式( 2 2 5 ) 中的基带比特能量在载波键控系统将改为2 e b 。 此外，在正交键控系统中还应该注意到正交调幅系统的信号功率等于同 相或正交分量信号功率的两倍，但是比特周期等于同相或正交分量的一半， 所以正交调幅系统的单位比特能量等于同相或正交分量的单位比特能量。 由上面三点可以从式( 2 2 5 ) 中获得1 6 q a m 系统比特差错率的表达式 只= 挣急 亿z e ， 与b p s k ，q p s k 系统的误比特率相比，略去互补误差函数的影响时，要达到相 同的误比特率时，1 6 q a m 系统的单位比特信噪比需增加2 5 倍，即发信功率要 增加2 5 倍，相当于单位比特的归一化信噪比e b n o 要恶化4 d b 。 类似方法可导得6 4 q a m 的误比特率 只= 云e 咖挣急 泣z ， 2 3 网格编码调制( t c m ) 在传统的数字传输系统中，纠错编码与调制是各自独立设计并实现的， 解码与解调也是如此。纠错编码需要冗余度，编码增益是依靠降低信息传输 速率来获得的。在功率受限信道中，功率利用率可以用频带利用率换取。在 现代信道中，则可以通过加大调制信号集来为纠错编码提供所需的冗余度， 以避免信息传输速率因加纠错编码而降低。但若调制和编码仍按传统的相互 独立的方法设计，则不能得到令人满意的结果。网格编码调制则会给出完全 不同的结果。 2 3 18 电平t c m 系统框图 图2 3 1 1 给出编码率为2 3 的8 电平基带传输( s p a m ) t c m 系统的发端 框图，并导出它与4 电平未编码系统相比时的编码增益。在这种情况下，系 统的传输带宽不变，信息传输速率不变，并具有相同的平均发信功率。这时 所得到的编码增益放映了系统功率利用率的提高，且不以增加传输带宽为代 4 塑皇些! 查竺塑塑竺堡苎 价。 收端采用维特比解码的方法解出发送的二进制码序列，此框图与一般的 卷积编码8 p a m 发送系统并无差别。t c m 的不同在于编码输出的三比特码组 z 2 2 1 z ”与8 电平信号的编码关系。一般常用的编码有8 电平符号集的自然编码 和格雷码编码。在8 电平网格编码调制中，首先要分割8 电平符号集，使各 子集内符号间的距离逐渐增大。误码率和符号集内符号间的距离有关，距离 越大，出错的可能性越小。网格编码调制把卷积编码中所产生的冗余信息z o 用于选择那些距离较小的码元，而对于距离较大的码元，则直接用未编码的 码元去选择。这样就大大提高了编码冗余度的利用率时系统传输误比特率下 降。 8 电平网格编码 i 串并 z 2 l 0 000 lll l - 叫变换 z t ： 0 0 l 】0 0 ll 一 0 1o lo l o l 0 l234567 电平编号 图2 3 1 18 电平t c m 发端框图 2 3 2 8 电平符号集分割及编码增益 图2 3 2 1 给出4 电平符号集，8 电平符号集的集分割示意图。图2 3 2 1 ( b ) 的最上面一行是8 电平符号集，0 、1 7 是8 电平符号的8 进制代码， d 2 、：l ：3 d ：、7 d 2 是符号点的距离坐标。8 电平符号集符号间的最小距离为 o = 2 d 2 。如图2 3 2 1 ( a ) 所示，4 电平符号集符号间的最小距离ar e f 为2 d l 。 假定各电平出现概率相等，可求得2 个电平符号集的符号的均值 日；= 譬( 4 2 - 1 ) = 5 斫 ( 2 3 1 ) 口；= 譬( 8 2 - 1 ) = 2 l ( 2 3 2 ) 南京理t 人学研究生论文 此值决定了符号集的平均发信功率。两符号集的发信功率相同时有彳= 露 可得d ：= j 嘉一a os 吐。 0 123 ll -ll 6 觯a 一 3 d id 1 0 d 13 d 1 ( a ) 4 电平符号集 0l234567 l j j j _ 【上u a o = 2 d ： 一7 d 2 5 d 2 3 d 2- d 2 0 d 23 d 25 d 27 d 2 z 0 ：。、z o = l 0246i357 抛姓 a l = 4 d 2 l jl jl _ jl j 2 _ 8 d ： ( b ) 8 电平符号集及集分割 图2 3 2 1 多电平符号集及集分割 根据图2 3 1 1 ，可以得此8 电平t o m 的网格图，该网格图的导出过程与 卷积编码网格图的导出过程类似。该网格图为状态网格图，两相邻节点间有2 条并行支路。可以从网格图中找出最小自由距离d 。；6 d ：= 3 d 。，未编码的4 p a m 基带传输系统可以看作是一状态的网格编码系统，其最小自由距离d f r e o = 2 d 。， 根据维特比解码的误码率表示式，使用与比较不同调制方式功率利用率时的 类似方法，编码增益可用下式求出。 g 。乏吣象乏o l g 葺旬d b 从上可以看出网格编码调制与传统编码加调制方式相比较，改善了系统 的性能，是一种很有潜力的调制方式。 和京j b ，1 入学训生沧殳 3 3 毫米卫星通信调制方式的选择 3 1 选用调制方式时考虑的因素 用信号对载波进行调制是为了便于信号在信道中传送、提高信号传送中 的抗干扰能力和有效地利用频带，其目标是以尽可能窄的频带、尽可能低的 能量和尽可能可靠的方式传输尽可能多的信息。 卫星通信信道是功率和带宽受限的非线性信道。由于带宽受限，传输高 速数据时更要求调制信号的频谱尽可能集中，频谱旁瓣有较快的频谱滚降： 由于功率受限，对现有器件，为了充分利用其功率，传送高速数据需采用恒 定包络或包络起伏不大的调制方式。在选用卫星通信系统调制方式时，通常 应考虑如下因素： ( 1 ) 频带利用率频带利用率是指在1 h z 系统带宽内每秒钟能传送 的比特数目。在误比特率一定时，提高频带利用率需要提高信噪比。 ( 2 ) 功率利用率功率利用率是指在加性高斯白噪声信道情况下， 满足某一误比特率所需单位比特能量e b 与噪声功率谱密度n o 之比e 4 n o ，此 值越小越好。 ( 3 ) 设备实现的复杂性卫星通信中通常考虑采用的调制方式实现的 复杂性从低到高排列如下：b p s k 、d p s k 、q p s k 、d q p s k 、o q p s k 、m s k 、 c p m 、m h p m 。 ( 4 ) 高功率放大器的工作状态 为取得尽可能大的输出功率和较高的 效率，同时尽量减少行波管放大器的非线性引起的互调产物和互调失真，行 波管放大器通常工作在饱和或接近饱和的区域。 总的来说，频带效率和功率效率是一对矛盾，频带效率、功率效率和抗 干扰性能与实现的复杂性通常也是一对矛盾，目前尚未发现频带效率、功率 效率抗干扰性能都高而实现又简单的调制方式。设计者的任务就是根据实际 的要求和实现的难易在它们之间进行权衡，确定适合具体的卫星通信系统要 求的高效费比的调制带0 度。 3 2 不同调制方式对载噪比的要求 在数微波传输中，相吲误比特率下，不同调制解调方式接收机要求的 归1 化信噪比e b 小。是不同的。为比较不同调制解调方式的性能及这些方式在 某一误码率下所需载波功率的大小，常用载波、噪声功率比c n 。此参数一 般直接用于系统的设计和性能测试。 这里考虑的噪声是接收机输入端总白高斯噪声，它等于接收机输入匹配 电阻供给的及接收机本身产生的热噪声之和，等于n f k t o b 。当信号为升余弦 谱时，噪声带宽b 为奈奎斯特带宽的2 倍，b = f s ，对m 进制有关系f b = f s l 0 9 2 m 。 接收机输入载波平均功率p r ，码长t s 、进制数m 、信号码元能量e s 、比 特能量e b 、码元速率f s 、比特速率f b 、噪声n 之间有入下关系： e s = e l o g2m b = p t s = ，s e b = p ，- t b = 。； ，6 n = n o b n o 代表接收机输入端单边噪声功率谱密度，n 表示信号不存在时，接收系统 折算到接收机输入点的噪声功率。 接收机输入端载噪比为 一鲁e s 厶(3圳nn nb r k 瓦bo ” 当噪声带宽b 为2 倍的奈奎斯特带宽时 菇n o 乩洲，急 z 式中，p ，接收机输入端平均功率； n f 接收机噪声系数； k 玻尔兹曼常数： t o = 2 9 3 k 。 根据引算，往b p s k 、q p s k 、1 6 q a m 调制、相干解调方式下，达到一定 跌 j 夸筝所需的载噪比数据列r 表321 、表3 22 和表3 2 3 中e p c 1 o 1 0 _ 4l0 1 0 51 o 1 0 61 0 x 1 0 7 e b n o ( d b ) 8 49 61 0 5 4 1 13 0 c n ( d b ) 849 61 0 5 41 1 3 0 表3 2 1b p s k 调制所需c n 值 p 。 1 0 x 1 0 - 41 0 x 1 0 51 0 x 1 0 61 0 1 0 “ e b n o ( d b ) 8 49 61 0 5 41 1 3 0 c n ( d b ) 1 1 41 2 6 1 3 5 41 4 3 0 表3 2 2q p s k 调制所需c n 值 p e 1 0 1 0 - 41 0 x 1 0 51 0 x 1 0 - 61 0 1 0 “ e b n o ( d b ) 1 2 4，1 3 61 4 5 41 5 3 0 c n ( d b ) 1 8 41 9 62 0 5 42 1 3 0 表3 2 31 6 q a m 调制所需c n 值 9 ! 皇些! 叁兰! ! ! ! ! 竺堡兰 一 从以一卜表中可以看出，随着调制进制数以及调制复杂性的增加，某一误 码率下所需载噪比也逐渐增加。但载波功率并不需要增加很多，因为随着调 制进制数的增加，接收带宽可以减小，所以载噪比的增加可以通过接收噪声 带宽的减小柬获得。 对于3 毫米( 9 0 一1 0 0 g h z ) 波段卫星通信，上下行线路总的载噪比有如 下的数据( 载波1 0 0 g h z ，天线仰角8 0 0 ，接收噪声带宽1 0 0 m h z ) ： 天气情况晴天小雨中雨大雨 c n ( d b )2 0 8 82 06 21 7 3 01 2 7 9 表3 2 43 毫米卫星通信c n 值 上表还未考虑纠错编码得到的编码增益，因此可以加上5 d b 左右的增益。 由此，对照不同调制方式下所需信噪比表格，我们可以看出采用q p s k 、 1 6 q a m 调制可以应用于3 毫米卫星通信，来传输s d h 系统s t m 一1 标准 1 5 5 5 2 m b i t s 或更高数据速率的数据，能保证其正常工作。考虑到兼顾功率因 素和频带利用率，采用1 6 q a m 调制方式，对3 毫米卫星通信系统是比较好的 选择。 3 3 多载波调制并联传输 传输1 5 5 5 2 m b i t s 数据速率的3 毫米卫星通信系统，由于数据速率较高， 将会遇到的一个问题是频率选择性衰落可能导致严重的传波瞬时中断；其次， 较高的数据速率使我们无法充分利用现有的调制技术和器件，增加了研制高 速调制系统的难度和成本。解决这两个问题的一个方法是采用多载波调制并 联传输。 频率选择性衰落导致数字微波电路的中断主要可视为由于在传播信号频 带内的传播线性振幅色散所导致。而这种线性振幅色散的允许值对一种调制 方式是由归一化波形失真系数w f t s 所确定，它是一个固定值，因此当调制方 塑璺些! ：查兰型! ! 竺堡墨一 式j ；变而降低传输速率时，相应带内线性振幅色散的决对大小可允许增大而 达到同样的瞬时中断要求。这种对指定速率在一个宽频带内按单载波调制传 输被替带为将传输宽频带分割为多个并列排列已调载波、按较低速率窄频带 同时传输，即称为多载波调制并联传输。多载波调制并联传输不仅是一种对 抗传播频率选择性衰落的极有效手段，而且由于每一载波传输速率降低，使 我们可以充分利用现有的调制技术和器件。例如利用s t a n f o r dt e l e c o m 公司的 可编程a s i c 芯片可以方便地组成所需的调制系统，关于s t a n f o r dt e l e c o m 公 司的可编程a s i c 芯片将在后面章节讨论。 多载波调制并联传输的基本结构如图3 3 1 。多载波调制并联传输的关键 技术是具高线性度的预失真输出射频功率放大及高可靠、低成本、高性能的 调制解调及有关中频、基带信号处理设备。 f 2 图3 3 1 多载波调制并联传输 南京理r 人学研究生论文 4 高速数字调制系统的关键技术 典型大容量数字微波传输高速多状态限带调制设备构成简化框图如图4 i 所示，其中前端已接入拆卸容易的中频频域及中频时域自适应均衡器( a f e 及 a t e ) 。 1 6 ( ) a m 放大差分 一 1 6 滤波编码 【发f 言 删 斗 静噪 逻辑】 调制 控制 公务信号八s b b 图4 1 调制器框图 对于高速数字调制技术，影响其调制性能的几个关键性技术主要有：基 于时域或频域的波形成形滤波技术、纠错编码技术以及为降低器件工作频率 采用的带通欠采样技术等。下面就将讨论这几个主要的关键性技术。 4 1 波形成形滤波技术 为限制邻近波道干扰及提高系统与网络的频谱利用效率，对发信信号功 率谱进行限带处理十分重要。限带处理可在基带进行，也可在中频进行：可 用频域处理方法，也可用时域处理方法。限带及发信信号功率谱要求的确定 可基于系统设计中误码率计算与信噪比恶化的分配，也可基于模数兼容及网 络构成频谱利用总要求而确定相应框架进行约束。 世界上主要大容量数字微波设备研制开发公司所生产的设备与系统可以 割 南尿埋j 人掌圳z 生论义 发现，从16 q a m 、6 4 q a m 、2 5 6 q a m 至5 12 q a m ，甚至编码调制，包括s p o r t 刑2 5 6 q a m 编码调制在内，无论对p d h 或是s d h 大容量数字微波传输， 。 般配柬其滚降系数设计范围大都为a = o 2 05 ，滚降滤波方式类为二进横向 滤波型时域成形法，为有源滚降滤波：另一类为无源频域滚降滤波，可在基 带进行，也可在中频进行。 4 1 2 时域成形滤波 只本n t t 公司及意大利g t e t e l l e t r a 公司等，通常用时域数字滤波方法 实现滚降成形，其单元二进横向滤波( b t f ) 原理构成框图4 1 2 1 如下： 图4 1 2 1 二进横向滤波器构成原理框图 该图中驱动时钟频率为f s f ，即m 倍输入时钟，它决定于成形脉冲在横 坐标时间轴上的量化逼近程度，如图4 1 2 2 所示即为m = 2 的情况。n y q u i s t 脉冲响应即用0 5 t 间隔的阶梯波逼近。 l 愈大，此取样速率便愈高、愈精确， 对输出平滑低通滤波要求也愈低，然而对器件要求则愈高。一般高速运行时， 常取最低倍数值m = 2 ，低速时可增大m 值，如m = 4 或更大。若由p r o m 及d a 2 3 向京埋】人学圳e 生论义 变换器组成的取代电阻加权网络可构成全数字b i ? ，该电路的构成，则由模拟 电阻网络引起的附加恶化即能除去，而若将p r o m 中存储内容进行更换，即可 适应各种不同类型的传输系统的需要，其可进一步推广至直接构成多电平横 向滤波的情况，其可方便的采用变更程序内容的方法来适应不同传输系统的 不同传输响应要求。 旷 i 1 v 荫。 u 冈 之b k t s 0 八+ t s1 + 2 t s 7 0 么二-矽 图41 2 2 m = 2 时，二进横向滤波器等间隔取样阶梯波逼近所需滚降波示意图 4 1 3 频域成形滤波 虽然时域成形滤波对中小容量数字微波系统来说，采用中大规模集成电 路设计、制作、调整均相当方便，特别是利用p r o m 及d a 数字式加权电路后 更有利于码速及特性通用化，但是对于码速很高的大容量数字微波传输系统， 由于器件运行速率高，耗电量大，集成度亦不易做得太高，从而电路构成较 复杂，成本也较高，因此，采用频域无源网络成