（控制理论与控制工程专业论文）车载冰箱压缩机电机控制系统研究.pdf

摘要 摘要 随着人们生活水平的逐步提高，近年来，车载冰箱也成为国内外汽车电子配 件的一个重要部分。国内的一些产家也充分认识到了发展车载冰箱的前景和潜 力。本文研究的车载冰箱压缩机控制系统，是车载冰箱的核心技术之一。 本文从车载冰箱压缩机用无刷直流电机的电源和控制两方面入手进行无刷 直流电机控制系统的综合设计，针对车载冰箱的工作效率问题以及控制系统性 能，提出了车载冰箱压缩机用无刷直流电机的电源升压模块设计方案和系统的 p i 模糊控制算法。 由于车载冰箱压缩机用直流1 2 v 蓄电池供电，无刷直流电机工作时，在主回 路逆变器的功率开关管上的压降而造成的损耗就变得十分突出。针对系统的工作 特点，本文提出一种提高系统效率的控制方案，系统首先采用升压模块将1 2 v 直流电升到3 6 v ，再通过逆变器来实现对压缩机无刷直流电机的控制。为了设计 出满足要求的d c d c 升压变换器，本文对各种低电压d c d c 变换器拓扑的特 点进行了分析与比较。针对系统的实际工作情况，通过分析比较变换器原边的正 激，推挽和半桥这三种典型拓扑结构的优缺点，最终采用半桥拓扑作为交换器的 原边；同时变换器副边采用了倍流整流技术，来提高变换器的工作效率。 控制方面：本文在分析了无刷直流电机的工作原理的基础上，采用目前常用 的三相全桥逆变电路实现对电机的驱动。系统采用1 r i 公司的t m s3 2 0 l f 2 4 0 7 芯 片为核心构建控制系统。驱动车载冰箱压缩机的无刷直流电机是工作在密封的环 境中，针对系统的这一特点，本文选择了无位置传感器控制方式，一方面可提高 系统的工作可靠性，降低故障率；另一方面，可减小控制器的体积。此外，本文 对目前国产车载冰箱存在的温度控制不够精确这个问题，提出了车载冰箱压缩机 用无刷电机的p i 模糊控制算法。通过模糊控制的在线自整定，使控制系统能够 自动修正系统速度和电流环调节器的参数，提高系统的工作性能。 关键词；车载冰箱；无刷直流电机；高频开关电源；模糊控制 a b s t r a c t b e c a u s ep e o p l el i v eg r a d u a l l yr a i s eo ft h el e v e l i nr e c e n ty e a r s ，t h ec a rc a r f i a b l e a ni m p o r t a n tp a r tt h a tt h er e f r i g e r a t o ra l s ob e c o m e st h ed o m e s t i ca n di n t e r n a t i o n a l a u t o m o b i l ee l e c t r o n i c sa c c e s s o r i e s t h i sd i s s e r t a t i o ni sa b o u tt h er e s e a r c ho fc a r e a r r i a b l er e f r i g e r a t o rc o m p r e s s o rc o n t r o ls y s t e m ，i so n eo ft h ec o r et e c h n i q u e so ft h e c a rc a r r i a b l er e f r i g e r a t o r t h i sp a p e rd i s c u s s e st h ep o w e rs u p p l ya n dt h er e f r i g e r a t o rc o m p r e s s o ru s e di n b r u s h l e s sm o t o r f o rt h ea i mt o p r o v et h em o t o re f f i c i e n c ya n dc o n t r o ls y s t e m 。s c a p a b i l i t y , d e s i g np o w e rb o o s tu pm o d u l ea n df u z z yp ia r i t h m e t i c b e c a u s et h e c a rc a r f i a b l er e f r i g e r a t o rc o m p r e s s o ru s et h ed i r e c tc u r r e n t1 2v s t o r a g eb a t t e r yp o w e rs u p p l y w h i l eb r u s h l e s sm o t o rw o r k i n g ，t r a n s i s t o r sw a s t a g ew i l l b ew e l le f f e c t f o rt h i sr e 锄5 0 ni nt h i sd i s s e r a t i o na u t h o ru s ep o w e rb o o s tu pm o d u l ep u t 1 2 vt o3 6 va sp o w e r f o rt h es a k eo ft h ep o w e rb o o s tu pm o d u l e ，a u t h o ri n v e s t i g a t e t h ec h a r a c t e r i s t i co fd c d c p o w e r b o o s t u p m o d u l ea n dd i s c u s ss e v e r a l r e p r e s e u t a t i v eo n e s b y t h er e s e a r c ht h e e x c e l l e n c y a n d s h o r t c o m i n g o f p u s h - p u l l p o s i t i v e - p o w e r h a l f - b r i d g e ，t h i sp a p e ra d o p t sh a l f - b r i d g ea so r i g i n a lo f d c d ca n dd o u b l e - c u r r e n tc o m m u t ea sv i c e s i d e c o n t r o la s p e c t ：t h i sp a p e ra n a l y s e st h ef o u n d a t i o no f w o r kp r i n c i p l eo f b r u s h l e s s t h ed i r e c tc u r r e n te l e c t r i c a le n # n e e f i n g b a s et h ea n a l y s ea u t h o ra d o p tt h r e ep h a s e w h o l e - b r i d ec i r c u i tt oc o n t r o it h eb r u s h l e s st h ed i r e c tc u r r e n tm o t o r t h ec o n t r o l s y s t e mu s et h et m s3 2 0 l f 2 4 0 7c h i pa sc o r et ob u i l d u pt h eh a r d w a r e b e c a u r et h e b r u s h l e s sd i r e c tc u r r e n tm o t o ri sw o r k i n gi np r e s s u r i z ee n v i r o n m e n t , s ot h ea u t h o r 嘲 t h ep o s i t i o u l e s s s e n s o rs t y l et oc o n t r 0 1 p r o f i tf r o md o i n gs o ，o n ea s p e c tc a np r o v et h e c o n t r o ls y s t e mr e l i a b i l i t ya n dr e d u c et h ep o s s i b i l i t yt of a u l t , o nt h eo t h e rh a n dc a n m i n i s ht h ec o n t r o ls y s t e mp h y s i c a lv o l u m e a tp r e s e n td o m e s t i cc a rc a r r i e sr e f r i g e r a t o rh a sa s h o r t c o m i n gi st h a tt h ec o n t r o l a r i t h m e t i ch o w e v e ri st h eo l dp i dc o n t r o lt h a tr e f l e c tt h ec o n t r o lp r e c i s i o ni s b a d c o n t r o lt h r o u g haf u z z yo fo n - l i n ef r o mw h o l es e t t l e ，m a k i n gt oc o n t r o ls y s t e m c 趾r e v i s et h ep a r a m e t e ro f t h es y s t e ms p e e da n dt h ee l e c t r i cc u r r e n tm o d u l a t o r - i | 一 a u t o m a t i c a l l y , r a i s i n gt h ew o r kf u n c t i o no f t h es y s t e m k e y w o r d ：c a r sr e f r i g e r a t o r ；b r u s h l e s sm o t o r ；s w i t c hp o w e rs u p p l y ；f u z z y c o n t r o l 1 1 i 独创性声明 秉承学校严谨的学风与优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师的知道下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以 标注和致谢的地方外论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，不包含 本人或其他用途使用过的成果。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明，并表示了谢意。 本学位论文成果是本人在广东工业大学读书期间在导师的指导下取得的，论 文成果归广东工业大学所有。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任，特此声明。 一5 7 铷俊乡 盟尸日 氰第筋 签簦月储狮铋 文导叮论指加 1 1 研究背景 第一章绪论 近年来，随着我国汽车工业的发展，汽车冰箱的需求量也在迅速增长。目 前汽车车载冰箱分为电子制冷冰箱和压缩机冰箱两种。电子制冷冰箱是采用电子 ( 半导体) 制冷原理，尽管不会产生噪声和污染，而且电源是特设的车载电源， 但其冰箱温度一般只能保持在1 0 摄氏度左右，不能真正意义上实现冰箱的基本 功能。而与其相比压缩机冰箱在制冷效果上有明显优势。因此压缩机冰箱才是车 载冰箱的发展趋势。“1 但是车载压缩机冰箱一般采用汽车蓄电池作为其电源，低压效率低、损耗大， 而且从控制角度来说国内大多数车载冰箱的输出功率恒定，温度不可调节，虽然 有部分车载冰箱的输出功率可调节，但基本上都是采用简单的p i n 控制，控制效 果不够理想。 本文设计的车载冰箱压缩机无刷直流电机控制系统是万宝公司进行小型冰 箱研究和开发的一部分，旨在完善车载冰箱压缩机无刷直流电机控制系统，提出 小功率、低成本、高效率以及设定温度可调节的智麓型车载冰箱压缩机无刷直流 电动机控制系统。 1 2 国内外无刷直流电机发展状况噙m “” 自1 8 3 1 年世界上第一台电机问世以来，电机已经广泛应用于国民经济生活 的各个领域的，每年耗费电量达到总耗电量的7 0 。早在1 9 1 7 年，b o l i g e r 就 提出了用整流管代替有刷直流电机的机械电刷，从而诞生了无刷直流电机的基本 思想。1 9 5 5 年，美国d h a r r i s o n 等人提出用电子换向代替机械换相，标志着现 代无刷电机的诞生。 而近十多年来，随着电力电子技术、计算机技术、控制理论的迅速发展，电 机控制技术正处于一个迅速发展的阶段。专家指出，电机的发展将向永磁化和无 广东工业大学硕士学位论文 刷化方向发展。采用永磁材料激磁，特别是采用高性能稀土永磁材料，可大大 提高电机效率，缩小电机体积。而在无刷化方面，主要是发展无刷直流电机 b l d c ( b r u s h l e s sd c ) ，这非常符合压缩机全封闭的控制环境。 二十世纪8 0 年代国际上先后研制成功方波和正弦波无刷直流电机。无刷直 流电机具有以下特点： 1 无刷直流电机的转子是由永磁材料制成、具有一定磁极对数的永磁体；转 子的结构分为凸极式和凹极式。 2 无刷直流电机的定子电枢绕组采用整距集中式绕组，各相绕组分别与外部 的电子开关电路相连，开关电路中的开关管受位置传感器的信号控制。 1 3 本课题主要研究内容 本文着重研究了车载冰箱压缩机直流无刷电机控制系统的电源方案和电机 的控制系统。提出一种小功率无刷直流电机电源解决方案，而控制部分则重点介 绍了直流无刷电机在线自整定p i 模糊控制算法的设计和实现，本文主要由以下 内容组成： 1 、车载冰箱电源部分的理论分析，讨论了低压电源转换系统的分析和设计； 2 、设计出车载冰箱压缩机电机控制系统的硬件电路，并介绍了所设计的主 要硬件电路的工作原理 3 ，设计直流无刷电机控制系统，实现速度环和电流环的全数字化； 4 、无刷直流电机控制策略的研究，采用模糊控制来实现对电机的有效控制。 1 4 本章小结 本章主要介绍了车载冰箱的现状和面临的挑战，并指出车载冰箱当前所面临 的两个问题。提出采用升压d c d c 变换器将1 2 v 车载蓄电池升压到3 6 v 以提高整 体效率和采用模糊p i 调节以实现控制参数在自整定，同时也对论文的主要内客 进行了简单的介绍。 2 第二章车载冰箱控制系统的电源方案 第二章车载冰箱控制系统的电源方案 用于驱动车载冰箱压缩机工作电源为车载蓄电池即电压为1 2 v ，无刷直流电 机多为三相星型连接。在这里选取的电机额定功率为7 0 w ，电机控制电路的主回 路所采用的逆变器也多采用三相连接、开关器件二二导通。因此，当无刷直流电 机工作时，每个时刻都会有两个功率开关管导通。而每个功率开关管导通时会产 生大约l v 的压降，如果直接用1 2 v 的车载蓄电池做为电源供电，那么实际上功 率开关管的损耗就是2 1 2 = 1 6 ，大大降低了整个控制系统的效率。针对系统 这一特点，本文提出在1 2 v 的车载蓄电池后面添加一个d c d c 电源转换电路，来 提高逆变器直流侧的工作电压，从而使控制系统的损耗降低，提高系统的工作效 率。 2 1d c i d c 变换器拓扑的研究m d c d c 变换器广泛应用于通信，信息，家电以及国防科技等领域之中。采用 d c d c 变换器，能使直流输入电压变为所要求的输出电压，可以满足当前各个行 业对电源要求的多样性。 开关稳压器利用无源磁性元件和电容元件的能量存储特性，从输入电压源获 取能量，把能量以磁场的形式存储在电感，或者以电场的形式存储在电容中，然 后将能量传递到负载，实现d c d c 变换。 而实现能量从原边到负载的转化需要复杂的控制技术，目前大多采用p w m 技术。变换器从拓扑结构上将开关变换器拓扑分为非隔离型和隔离型两大类。 2 2 功率损耗和效率对比 如果直接采用1 2 v 蓄电池对三相星型逆变电路供电，那么在导通情况下，会 有两个功率开关管导通，其损耗比例： s p t - - - - 警1 0 0 ( 2 - 3 ) 一3 一 广东工业大学硕士学位论文 而用升压模块升压到3 6 v 再对三相星型逆变电路供电，那么在导通情况下， 蓄电池的电能经三个功率开关管传送至电机，其中包括升压电路中的一个功率开 关管，系统的损耗比例：s ：罢 1 0 0 ( 2 - 4 ) j o 将式( 2 - 4 ) 除( 2 3 ) ，可得到式( 2 5 ) ： 3 j 7 2 茜= l = 5 o ( 2 - 5 ) 1 2 由式( 2 - 5 ) 可以看出在忽略其他因素的情况下，采用升压模块先对1 2 v 车 载电源升压然后再向三相星型逆变电路供电可以将功率开关管的损耗减少5 0 ，系统的工作效率得到较大的提高。 2 3 变压器原边拓扑结构比较 目前升压d c d c 变换器拓扑结构主要有正激式、反激式、推挽式、半桥式和 全桥式等五种。 为了提高系统的可靠性减少汽车在工作过程中输入输出两边电源相互影响， 在这里采用隔离变压器，一方面升压；另一方面，可以隔离两边，互相不干扰。 隔离式结构，有对称和不对称两种。不对称结构包括正激，反激，正反激，有源 钳位，不对称半桥等；对称结构包括推挽，对称半桥，对称全桥等。由于反激式 的不对称结构，导致了它的输出纹波很大，并且变压器的漏感又会引起较大的尖 峰，变换器的效率也不高，所以不适合于低压d c d c 变换器的要求。嗍 全桥式结构的主功率开关管所承受的电压要比半桥式结构的小一倍，但是在 低压的情况下，输入输出电压都不高，所以开关管所承受的电压在工作期间不会 给半桥式拓扑带来太大的压力。全桥式结构控制相对繁琐，还多了两个昂贵的 m o s f e t ，因此在本文所研究的系统中，与对称全桥拓扑结构相比，半桥式结构更 加经济。 下面对正激式，推挽式和半桥式变换器的拓扑结构作分别分析。 4 - 第二章车载冰箱控制系统的电源方案 2 3 1 正激式原边拓扑 如图2 - 1 所示就是正激式变换器的基本拓扑，可以说是低压变换器中一个较 为常见的拓扑。 ， 图2 - 1 正激式原边拓扑 f i g 2 - lt o p o l o g yo ft h ep r i m a r y s i d ef o rf o r w a r dc o n v e r t e r 正激式变换器的优点在于其结构简单，功率开关管峰值电流低，输出纹波小。 因此，多年来对它的研究也比较多，但是，在研究应用的过程中也不断的凸现出 它的缺点，总结起来有： 1 原边开关管承受较高的电压应力和电流应力，增加了电路的损耗。 2 需要一个额外的磁复位电路来避免变压器的磁饱和。 目前针对上述这些问题的研究，已取得一定的成果。吲例如利用有源钳位的 磁复位电路来解决变压器的磁饱和，但从总体上来看，正激式原边拓扑的优点并 不突出。 2 3 2 推挽式原边结构 如图3 2 所示为推挽式变换器的两种原边拓扑。由于其工作的时候将直流电 转变为交流电，输出经整流、滤波电路再将交流电转变为直流电，由于工作频率 较高，使得变换器的体积大大减小。两只管子轮流导通，使变压器磁芯交替磁化 和去磁，从而表现出比正激式变换器更适合低压的优点。 推挽式变换器工作在一，三象限因而其控制相对简单，瞬态响应速度快，比 较适合低压的要求。但需考虑直流偏磁、变压器铁芯单方向饱和等问题。 一5 jld i i i i 。l 。l 1 d 2 k 。 阿 ( a ) 传统推挽式( b ) 新型推挽式 ( 8 ) t r a d i t i o n a lp u s h - p u l lc o n v e r t e r( b ) an o v a lp u s h p u l lc o n v e r t e r 图2 2 两种推挽式变换器的原边拓扑 f i g 2 - 2t w ot o p o l p g i e so f t h ep r i m m y s mf o rp u s h - p u l lc o n v e r t e r 2 3 3 半桥式原边拓扑结构 图2 3 所示为半桥式变换器原边拓扑，由于桥式变换器拓扑的性能很相近， 而半桥式又比全桥式少了两个昂贵的m o s f e t 管，采用两个电容代替两个m o s f e t 管，可以使控制电路简化。所以本文采用半桥式逆变电路。 半桥式原边拓扑结构的优点是其适应的输入电压范围较推挽式更广。其电路 拓扑中开关管的集电极上具有较低的电压和电流应力，电路体积小。存在的缺点 是铁芯可能会发生磁饱和现象，两个m o s f e t 管容易出现连通现象而引起短路。 图2 - 3 半桥式变换器原边拓扑 f i g 2 - 3 t o p o l o g yo ft h ep r i m a r y s i d ef o rh a l f - b r i d g ec o n v e r t e r 6 第二章车载冰箱控制系统的电源方案 2 4 变压器副边拓扑结构的选择 在提高低压交换器的效率中显得尤为重要的是其副边的拓扑结构。三种目前 经常用到的低压副边拓扑结构：正激二次侧，中心抽头二次侧，倍流二次侧。其 中正激二次侧拓扑结构有最简单的结构，然而，它对低压变换器是不适合的，因 为正激二次侧拓扑结构要求大的滤波电感，并且较之中心抽头与倍流拓扑结构产 生更大的整流损耗。实际上，在中心抽头拓扑结构中，输出滤波电感电压的频率 是开关频率的两倍，而在正激二次侧拓扑结构中，输出滤波电感电压的频率和开 关频率相等，因此，中心抽头拓扑结构所需的滤波电感值比正激二次侧拓扑结构 要小得多。 倍流拓扑结构的输出滤波电感电压的频率和开关频率相等，然而，在倍流拓 扑结构中输出滤波电容的纹波电流由于两个电感纹波电流的相互抵消作用而减 小。由于纹波电流的相互抵消，滤波电感的值大大的减小。 一般来说，正激二次侧较之对称驱动的中心抽头拓扑结构与倍流拓扑结构产 生更高的整流导通损耗。它的两个整流器的导通损耗总和与在整个开关周期里运 行输出滤波电感的一个整流器的损耗相同。然而，在对称驱动的中心抽头与倍流 拓扑结构中，负载电流在关断时问里被平均分配在整流器中。所以，关断期间的 整流器导通损耗之和减小了。如果二次侧使用肖特基二极管作整流器，由于肖特 基二极管的正激电压降不完全取决于电流，这个损耗的减小值不是很明显，如果 二次侧用同步整流器，这个损耗的减小值将是很可观的。但如果只能关心抽头与 倍流拓扑结构在驱动是没有关断时间间隔，它们的整流损耗将和正激拓扑结构相 同。 综合考虑以上对原边拓扑和副边拓扑各种利弊因素，原边侧可以采用推挽式 或者半桥式，考虑到半桥式的工作原理较之更加简明而且推挽式一般只能用于 1 2 v 输入电压，而半桥式的输入电压从几伏到几十伏都可以，考虑到系统将来的 可扩展性，本文采用半桥式作为原边侧。而为了减小损耗，减小滤波电感，副边 用倍流整流会是个理想的选择。 - 7 - 2 5 主电路分析设计和相关参数设计 式。 通过上一节的分析，本文所研究系统的主电路拓扑采用倍流整流对称半桥方 2 5 1 半桥倍流整流d c d c 变换器主电路的构成 半桥倍流整流主电路如图2 - 4 所示，原边是由两个互补导通的功率开关管墨 和岛，蓄能分压电容c l 和c ：组成；副边是由整流管跚，和艘：，输出滤波电感厶 和l ：，以及输出滤波电容c o 组成的倍流整流电路。中间是变压器和防磁偏串联 电阻和电容。变压器原边的一端接在c l ，c 2 中点，另一端接在开关功率管s 。和是 的公共端，因此c l ，c ：中点的平均电压为以2 。开关功率管s 和s ：交替对称 导通，就在变压器的一次侧形成幅值为2 的交流电压。改变开关管的占空比， 就可以输出电压的平均值，通过输出滤波电感和输出滤波电容组成的低通滤波器 滤波，就可以得到稳定的输出电压波形。由于电路的对称，不易发生变压器偏磁 和直流磁饱和现象。 图2 - 5 半桥倍流同步整流变换器结构图 f i g 2 - 5b a s i ch a l fb r i d g ec u r r e n t - d o u b l e rc o n v e r t e rw i t hs y n c h r o n u sr e c t i f i e r 8 第二章车载冰箱控制系统的电源方案 由于制造工艺的原因，两个即使同一型号的功率开关管，也会具有不同的开 关特性参数，即在相同幅值和占空比的栅极电压下也不完全一致。因而与可能会 导致在两个输入侧电容上逐渐累积大量的不平衡电荷，使变压器发生偏磁，并在 长时间运行之后导致变压器铁芯饱和。针对这种情况，本文通过在原边加入一个 电阻r s 以防止串联耦合电容c s 和漏感电感产生的谐振蜂值过大。 2 5 2 主电路的设计以及器件的选择 2 5 2 1 变压器的设计 功率变压器负责将能量从原边传送到副边，结合开关管的开关过程，功率变 压器经过斩波，将原边的直流能量转换成高频交流能量，传送到副边，并实现电 气隔离。 1 。铁芯材料的选择 变压器制作使用的铁芯材料主要有冷扎钢，铁氧体，非晶合金和微晶合金等 材料。冷轧钢是最常用的铁芯材料，特点是饱和磁感应强度高，价格便宜。在工 作频率较低的场合应用广泛；铁氧体材料是一种用陶瓷工艺制作的非金属磁性材 料，主要优点是电阻率高，适用于几千赫到几万赫的工作频率；非晶合金和微晶 合金是像玻璃一样的非晶态材料，具有优良的磁性能，磁密度高，娇顽力小，电 阻率高，损耗小等许多优点，但价格较贵。叫 本文根据实验室实际情况综合考虑，最终选择性价比较高的铁氧体磁芯为变 压器铁芯材料。 z 绕组计算 变压器绕组计算主要是原副边匝比。在忽略输入线路压降和开关管导通压降 的情况下，原边绕组电压幅值为u 。* 2 = 6 v ；次级绕组电压幅值为 u 2 * 【o = 3 6 v 。则副边绕组匝数可由式( 2 一1 ) 计算： 一旦z 兰里1 0 ： ! ! ! q ：兰 。1 0 ：6 0 0 3 ( 匝)( 2 一1 ) 2 b 厂4 ， 2 0 1 5 1 0 0 0 0 0 0 8 q 广东工业大学硕l 学位论文 而原边绕组可以根据式( 2 2 ) 来计算： 1 一u i 2 ：石6 6 0 0 3 ：1 0 0 0 5 ( 匝) ( 2 2 ) l ， 3 6 所以原边绕组成取l ，副边绕组取6 ，变比为l ：6 。 2 5 2 2m o s f e t 的选择 m o s f e t 的主要参数有以下四个： 1 源极击穿电压露p k ，这个电压决定了器件的最高工作电压 2 最大漏极电流l ，这个电流是在输出特性饱和区中漏极电流饱和值 3 导通电阻如，这个电阻决定了输出电压和自身的损耗 m o s f e t 在低压电路中分为功率主开关管m o s f e t 和整流m o s f e t 。这两种 m o s f e t 有各自不同的需求，但是为提高电路效率，要求的共同点在于：更小的 导通电阻，更快的开通时间和关断时间。 1 主功率开关管 主功率开关管的选择必须足以保证开关电源国内工作的稳定可靠。所以，一 般在设计开关电源的时候必须遵循一定的原则，也就是：一方面，开关管的额定 电流要大于或者等于变压器原边电流或者输入电流的最大值；另一方面，开关管 电压额定值要大于或者等于最大输入电压的一半。除了达到这两个基本条件外， 还要考虑留有一定的裕度，一般要达到基本要求的两倍，也就是说额定电流要大 于或者等于最大输入电流的两倍，额定电压要大于或者等于最大的输入电压。 根据本次设计规格，输入电压为1 2 v ；而输入电流最大值与变压器的原边电 流峰值时相等的，约为1 0 a 。本次设计的两个主功率开关管q 。和q ：采用 s t p 8 0 n f 0 3 l ，其额定电流为5 0 a ，额定电压为3 0 v ，导通电阻为4 5 埘q 。开通时 间，。= 2 5 5 n s ，关断时间白= 1 1 0 n s 2 整流管的选择 由于本文所设计的是低压变换器，所以输出电流较大。并且整流管中将流过 与输出负载相等的大电流，若是选择不当，开关过程的电流尖峰会造成较大的损 耗。因此为了减小损耗提高效率，当然是希望整流管的导通电阻是越小越好。 1 0 第二章车载冰箱控制系统的电源方案 另外，选择开通时间和关断时间较短的m o s f e t ，一般能够提高变换器的效 率，特别是关断时间o 。在此次设计的变换器中，倍流整流的两个同步整流管 是需要在每个周期的死区时间内同时导通。如果关断不及时，则会导致变压器副 边短路，造成严重后果。 基于以上考虑，本次设计的两个整流管s r i 和s r 2 采用i r f 5 3 0 ，其额定电 流为5 6 a ，额定电压为l o o v ，到通电阻为2 5 m q 。开通时间o = i o n s ，关断时 间o = 7 0 n s 2 6 本章小结 本章从d c d c 变换器的原理和分类出发，对其作了概括的介绍，结合低压变 换器的实际情况。以变压器为例，对变换器的原边和副边的几种常见拓扑进行分 析比较。 其次对对称半桥倍流整流变换器的组成结构进行了简述，并根据本文所设计 系统的工作情况和性能指标要求，设计了系统d c d c 变换器的拓扑结构，并给出 了变换器主要元件参数的设计方法。 广东t 业大学硕十学位论文 第三章无刷直流电机工作原理研究 无刷直流电动机( b l d c m ：b r u s h l e s sd i r e c tc u r r e n tm o t o ) 是伴随着电力 电子技术迅速发展而发展起来的一种新型电动机。传统直流电机转子上存在电 刷，电刷也直接影响电机的寿命和电机的可靠性：而无刷直流电动机为了去掉电 刷，把电枢放到定子上，转子使用永磁体，结构正好和传统电动机相反。无刷直 流电动机借助检测转子位置信号，通过驱动电路，驱动逆变电路的功率开关元件， 使电枢绕组按顺序通电，产生步进旋转磁场，使定子磁场与转子永磁磁场始终保 持9 0 度左右的空间角，产生转矩推动转子旋转，实现无刷直流电机的机电能量 转换。m 3 。1 基本组成环节 无刷直流电机一般由电机本体、转子位置检测、电机开关控制电路等组成。 如图3 1 所示 图3 1 无刷直流电机组成结构 f i 9 3 ，1s y s t e ms t r u c t u md i a g r a mo f d cb r u s h l e 嚣 图3 1 中，位置传感器获得转子位置信号。在一些无刷直流电机控制系统中 采取有位置传感器的控制方式，但由于冰箱压缩机工作在密封环境下，位置传感 器的存在会导致整个控制系统体积变大，系统故障率升高等问题出现。本课题所 研究的无刷直流电动机数字控制系统，是通过软件来实现电机转子位置检测的。 - 1 2 第三章无刷直流电机工作原理研究 无刷直流电动机和永磁同步电动机的转子都是采用永久磁铁，两者之间的不 同点在于转子磁场的几何形状：永磁同步电动机的转子磁场在空间分布为正弦 波，而无刷直流电动机的转子磁场空间分布是梯形波，导致转子旋转时在定子上 产生的感应电动势也不同。 转子可分为凸级式和潜入式两种，电枢放在定子上，定子电枢采用整距集中 式绕组，可有2 、3 、4 、5 相几种，应用最多的是三相和四相本文所研究的是三 相无刷直流电机。1 3 。1 2位置传感器和控制电路 在无刷直流电机控制系统中，如果有位置传感器时，各相绕组则可根据位置 传感器的位置信号来确定电机绕组的导通顺序；如果没有位置传感器，通常通过 特定的检测方法来实现，最常用的方案是采用反电动势检测技术。由于无刷直流 电机电枢绕组的反电势波形直接反映转子换相时刻的位置，因此可以利用电枢的 反电势来获取转子位置信息。控制电路的作用是将转子位置信号进行处理，从而 获得正确的换相逻辑，实现对开关电路的控制。“2 。”1 3 1 3开关电路 根据控制电路送出的换相逻辑，将电源的功率以一定逻辑关系分配给无刷直 流电动机定子上各相绕组，使之按顺序导通，产生跳跃式旋转磁场，拖动转子按 一定方向旋转。当检测到磁场变化信号时，信号通过控制电路依次导通各功率开 关，实现定子绕组的换流，最终完成对电动机的驱动。 3 2无刷直流电动机的控制原理 无刷直流电动机的运行原理和有刷直流电动机基本相同，也是使转子和定子 产生的两个磁场方向始终保持相互垂直。但不同的是，无刷直流电动机为了实现 无电刷换相，要求把电枢绕组放在定子上，把转子做成永磁体。为了使电动机的 转子转起来，必须使定子电枢各相绕组不断换相通电，使定子磁场随着转子的位 置按一定的规律变化，使定子磁场与永磁磁场偏离9 0 。的空间角，产生转矩使 1 3 转子旋转。 无刷直流电动机三相绕组主回路主要有三相半桥和三相全桥两种。从绕组利 用率角度来说，半桥每个绕组只通电1 3 周期，而全桥是2 3 周期。从转矩波动 的角度来说，由于半桥通电时间短。所以比全桥大，目前最常用的是三相全桥驱 动电路，如图3 2 所示： 逆变器 k ) l v 3 () v 5 () j 电机本体， 皆 a 7 、 生趟、 ) () v 6 () ) v 2 (钇 b 图3 2 三相星型联结全桥驱动电路 f i 9 3 2f u l l - b r i d g ed r i v ec i r c u i to ft h r e ep h a s e v 1 ，v 2 v 6 为六个功率开关管，控制绕组导通和关断，采用两两导通，三相 六状态控制方式。每隔6 0 。电角度换相一次，每次换相功率开关管状态变化一 次；每个功率开关管每周期导通1 2 0 。电角度。六个功率开关管的导通顺序见表 3 1 表3 1 三相星形联结全桥驱动导通顺序表 通电顺序正转( 逆时针) 转子位( 电 o 6 06 0 1 2 0 1 8 0 2 4 0 3 0 0 3 6 0 角度。) 1 2 01 8 02 4 03 0 0 开关管 1 。41 ，63 。63 25 。25 4 a 相+ b 相+ + c 相+ 注：表中“+ ”表示正向通电；“一”表示反向通电。 由表3 1 可知，当转子在0 。时，相带a ，b ，c7 在转子n 极下，相带a ， b ，c 在转子s 极下，开关管1 ，4 导通，电流从a 相流入，b 相流出，各相通 1 4 - 第三章无刷直流电机工作原理研究 电波形见图2 4 ，产生的定子磁场与转子磁场互相作用，使转子逆时针恒速转动。 当转子到6 0 。时，就需要换相成a 相正向通电，c 相反向通电。否则定子 磁场和转子磁场就会互相抵消，削弱磁场，使电磁转矩减小。 转子继续旋转，按每6 0 。电角度换相一次，相电流按图2 3 所示顺序进行 通断，电动机转子就可以正常平稳旋转了。 图3 3理想相电流和相电势波形 f i 9 3 3i d e a l _ a v e so fp h a s ec u r r e n ta n dv o l t a g e 1 5 - 3 3无刷直流电机数学模型 无刷直流电机的电气部分主要包括电动机本体和功率逆变器两部分，下面 以三相无刷直流电机定子电枢绕组星型接法两相通电模式为例进行分析，假设： 定子三相绕组完全对称，空问互差1 2 0 。电角度，参数相同。 完全忽略齿槽效应的影响。 转子永磁体产生的气隙磁场为梯形波，三相绕组反电势为梯形波，波顶宽 度1 2 0 。电角度。 忽略磁路饱和。不计磁滞损耗和涡流损耗。 不考虑电枢反应时间和忽略功率器件导通和关断时间的影响。 3 3 1电压方程 如图3 3 ，可以得到无刷直流电动机的数学模型： 4 = r , i o + l 。p i o + l 曲p k + l 孵p i c + e = r a + l b p + 工鼬p i o + 二缸p + e b ( 3 1 ) h c = r , i c + l c p t c + l 甜p t ，+ l 豳p i a + e c 其中： “。、u c 三相定子绕组相电压 e 。、e 6 、e 。三相定子绕组反电势 、t 三相定子绕组相电流 厶、厶、t 定予每相绕组自感 三。、k 、k 、k 、k 、工甜定子三相之间的互感 p 微分算子d ，d , 胄，定子每相绕组电阻 由于转子是永磁体，所以转子的影响可以忽略不计。因此可以认为 工。厶2 厶2 t ，m 2 l 2 k 2 k 2 k 2 k = 屯，( l 为定子绕组自感，m 为定子 1 6 绕组互感) 。 三相电流之和等于0 ，即 j 乇+ + t20(3-2) 【m i o + m i b + g i c = 0 将式( 2 2 ) 代入( 2 一1 ) ，经过化简之后，得到最终电压方程； j u 。= r ，+ ( 三一m ) p i o + 口。 “6 = r ，i b + ( l m ) p i b + e b ( 3 3 ) 【。= 墨+ ( 三一m ) p i c + p 。 在系统运行时，功率逆变器的工作过程可分为：两相导通、两相续流和换相 状态三部分。通过对系统控制电路在不同情况下的等效电路，可分析功率逆变器 在工作过程中电机绕组电压、电流的变化情况。 p n 0 图3 4 a b 相导通等效电路 f i 9 3 4e q u i v a l e n tc i r c u i to fp h a s eao p e nt ob 根据功率逆变器导通等效电路图3 4 可以得出以下数学模型： s u a , = s o u 。+ s b u 6 + s ，”。+ r o + v b + k ( 3 4 ) 其中： 【么直流母线电压 s 三相逆变器导通状态，当有逆变器导通时s = i ，否则s = o ，蚝，三相绕组相电压 & ，瓯，墨分别为a 相，b 相，c 相功率开关管的导通状态，假设高压 侧导通为1 ，低压侧导通是一1 ，高压侧和低压侧都不导通等于0 ，禁止高压侧和 低压侧都导通： 1 7 ，圪，圪三相逆变器功率开关管导通压降，假设功率开关管导通则导 通压降为，功率二极管导通则导通压降，同一相高低压侧没有功率器件导 通则压降等于0 。 ( 1 ) 两相导通状态 当无刷直流电动机其中两相绕组导通时，第三相不导通时。导通的两相的电 流和感应反电动势大小相等，方向相反。假设a 相正向导通，b 相反向导通，c 相不导通，将a 相相电压减去b 相相电压，可简化式( 3 3 ) 得： “。- - u 6 = 2 ( r ，+ l p i , + p ，)( = i o = - i b ，e ，= e a = p 6 ) ( 3 5 ) 根据功率等效电路图可知三相功率开关管的导通情况。 s = 1 , s o = 1 ，既= - 1 ，s c = 0 ，对应的三相功率开关管的导通压降为圪= = ， 屹= o ，将式( 3 5 ) 代入式( 3 4 ) 可得： ( ，m = 2 ( r ，i s + 二，+ 巳+ k ) ( 3 6 ) 由式( 3 6 ) 我们可知无刷直流电动机的外施电压u 。等于电枢绕组上的电 阻压降r f l ，、绕组电感压降印、绕组感应反电势口，及功率开关管压降以之和， 2 倍系数是因为a 相和b 相串联。 因为= - i b ，口。= 呻。如果将式( 3 3 ) 中a 相与b 相的相电压方程相加可得： “。+ “6 = 0 ( 3 7 ) 由式( 3 7 ) 可知a 、b 两相的相电压大小相等，方向相反。在忽略功率开关 管导通压降的前提下，直流母线电压在数值上等于两相相电压之和。由此可推出 中性点d 电压为： = 2 ( u + )( 虬，为绕组端电压) ( 3 8 ) 又由于两相端电压吼，“。可用直流母线正负极电压甜。，和功率开关管导 通压降t 通过下式表示： “= “，一k ( 3 9 ) i , 口= + k ( 3 - 1 0 ) 1 8 第三荦无刷直流电机工作原理研冤 由式( 3 8 ) ，( 3 - 9 ) 和( 3 - 1 0 ) ，不难推出两相绕组中性点电压，表示为： 材d ，= 去( 即+ ) = ( 3 1 1 ) 二 由式( 3 1 1 ) 可知，如果用导线将d 点和d 连接起来，正常导通情况下不 会产生电流。但在两相续流和换流过程时，由于a 相绕组高压侧功率开关管关断， b 相绕组低压侧功率开关管仍然导通，电机a 相和b 相绕组将进入续流状态，这 时直流母线上的电流为0 ，a 相绕组电流通过低压侧续流二极管与b 相绕组低压 侧功率开关管流通。 ( 2 ) 两相续流状态 无刷直流电动机两相导通时，为了防止电流过大，一般采用电流斩波控制。 电流斩波控制关断方式有两种：一种是硬关断方式，将导通的2 个功率开关管都 关断，绕组电流从同相绕组桥臂另一侧的续流二极管回馈给电源。另一种是软关 断方式，只关断一个功率开关管而另一个功率开关管继续导通。软关断方式又分 为：高压侧关断而低压侧全导通和高压侧全导通而低压侧关断。图3 5 为斩波调 节过程中软关断等效电路图。 0 图3 5软关断续流方式等效电路 f i 9 3 5e q u i v a l e n tc i r c u i to fc u t - p a s s 两相续流过程中电动机的数学模型为： 2 r , i , 4 - 2 l p i ，4 - 2 e 。4 - 4 - 圪= 0 ( 3 1 2 ) 其中： 屹续流二极管压降 绕组中性点电压、a 相和b 相绕组相电压分别为： - 1 9 广东t 业大学硕 ：学位论文 = + 妄( 一) ( 3 一1 3 ) 二 1 “。= 一( 圪+ 圪) ( 3 1