毕业设计（论文）-单相PFC电路电流相位超前补偿技术分析.doc

编号 南京航空航天大学毕业设计题目单相PFC电路电流相位超前补偿技术研究学生姓名学 号031020132学 院自动化学院专 业电气工程及其自动化班 级0310201指导教师二一四年六月南京航空航天大学本科毕业设计（论文）诚信承诺书本人郑重声明：所呈交的毕业设计（论文）（题目： ）是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的成果。尽本人所知，除了毕业设计（论文）中特别加以标注引用的内容外，本毕业设计（论文）不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。作者签名： 年 月 日 （学号）： 毕业设计（论文）报告纸单相PFC电路电流相位超前补偿技术分析摘要近年来电力电子技术在不断地发展与进步，人们对与电能使用用得到效率很大的改善，但也正是如今对电力电子装置的过分使用，导致越来越多的电网谐波及无用功。对电的使用效率也很低。电路中谐波含量过大问题的解决方式，最基本的解决思路有两条:一种是需要本身电路有关电力电子装置的部分足够完善；一个是谐波需要得到补偿，可以加入谐波补偿装置，使得其谐波减少直至不产生谐波。本论文主要研究内容就是有源功率校正技术，并将通过电流过零补偿技术对这一问题进行研究。本文对功率校正技术的研究背景首先进行了一定的阐述，又说明了其近年来的发展现状。并且重点分析说明了本论文所用到的Boost型PFC变换器其基本构成元件和电路的基本工作原理，然后在章节最后给出了功率校正主电路中的各个元件参数的设计准则和计算方法。然后着重分析了平均值电流控制技术，在对UC3854芯片的引脚功能和内部结构有一定了解的基础上，控制电路的设计是建立在芯片的基础上的,并且在设计电路的同时也给出了参数设计公式与方法。经过本论文一系列的电路设计、仿真及实验研究分析，从中可以发现变换器电路中存在着过零畸变问题。最后,本次论文对整个电路中的输入电流相位超前问题以及过零畸变问题发生的原因进行了分析总结，并利用电流相位超前补偿技术设计输入一个补偿网络，用SABER软件仿真电路进行验证，可以发现，过零畸变的问题在加入补偿网络后得到了显著改善。关键词：功率因数校正，过零畸变，Boost型PFC电路，电流相位超前补偿。Single-phase PFC circuit current phase advance compensation technology researchAbstractIn recent years, power electronics technology is constantly evolving and progress,Get on with the power usage efficiency greatly improved with people.But it is now on the excessive use of power electronic devices,Lead to more and more harmonic and wasted effort.To solve this kind of harmonic pollution,There are two basic Solutions:One is through the harmonic compensation means for compensating harmonics;Another one is to power electronic devices to improve their own circuits,Reduced until it makes its harmonics do not produce harmonics.In this thesis, the active power correction techniques were studied,And to carry out research on this issue through current zero compensation.This paper first describes the background and development of the power correction technology.The working principle of the Boost PFC converter,In the design of the main circuit at the same time gives the design criteria for the main circuit parameters.Then analyzes the average current control technology,UC3854 chip-based design with a control circuit.And gives the design of the control circuit is calculated for all parameters.By SABER software simulation,Converter circuit can prove there have been zero input current distortion phenomenon.Final,Analysis of the cause of the input current phase advance,This conclusion has been ahead of the input current is zero-phase distortion of the root causes of,And design input current phase lead compensation network (LPAC).Conducted a simulation,Can be found after the addition of the compensation network,Zero crossing distortion problem has been significantly improved.Key Words：Power factor correction;Zero crossing distortion;Boost PFC Circuit;Current phase lead compensation目 录摘 要Abstract第一章 引 言1 1.1 课题背景1 1.2 功率校正技术的发展历程2 1.3变换器输入电流过零畸变问题的简单分析2 1.4本论文的主要研究内容3第二章 Boost型PFC变换器4 2.1 Boost型PFC变换器功率电路原理图4 2.2 功率电路参数设计方法5 2.3 小结7第三章 平均电流控制策略下的变换器原理研究9 3.1以平均电流控制技术为基础的Boost型PFC变换器9 3.2控制电路的设计方案11 3.2.1 UC3854芯片概述11 3.2.2设置开关频率的电路13 3.2.3 PFC电路电流环调节器13 3.2.4 PFC电路电压环调节器15 3.2.5 外围电路设计16 3.3 电路仿真和分析19 3.3.1 仿真波形图19 3.3.2 仿真结果分析20 3.4 小结20第四章 对过零畸变问题的分析及解决方案21 4.1过零畸变问题的研究21 4.1.1 引发过零畸变的原因21 4.1.2 对电流相位超前问题的研究21 4.2电流超前补偿网络的设计与研究23 4.3 仿真研究25 4.4 小结26第五章 总结与展望27参考文献29致谢30iv 第一章 引 言1.1 课题背景现在，为各种电气设备提供直流电的方案主要是通过电网获取交流电并通过整流电路进行整流，但是电路中存在的大量非线性元件不仅会造成严重的过零畸变问题，并且也对电网电压造成了一定影响，因此有大量谐波污染产生1。谐波的存在使得电网损耗增加，降低用电设备的工作效率的同时，也会影响到电器设备的工作及寿命长短等。现如今，电力电子装置已经成为了电路中最大的谐波产生源，电力电子技术的发展遭到存在的过零畸变问题的严重阻碍，谐波问题的存在迫研究员必须迅速对电力电子这一方面的问题找到有效的解决方案。在电网使用的电力电子装置中，电路中使用了很多的非线性元件，常见的就如相控整流器等都会有无功功率被消耗，与此同时，这些器件也同样会在电路中产生出大量的谐波电流分量。而那些二极管整流电路也存在问题，比便电路足够优化不会消耗太多的无功功率，也会一样的产生谐波。无功功率过多的危害2已罗列如下:1)无功功率过多会增加电路中的电流大小和所需总功率，因此增加了设备所需要的容量；2)谐波也会消耗无功功率，导致线路以及电路内部的损耗变大;3)大大增加了线路的电压压降,负载电压会发生剧烈的波动;4)使得各种用电设备本身的利用效率降低。发电、输电、的效率也因此变低了。为了妥善解决谐波污染这一重大问题，目前解决方式3基本可以分为两种：一种是需要本身电路有关电力电子装置的部分足够完善；一个是谐波需要得到补偿，可以加入谐波补偿装置，使得其谐波减少直至不产生谐波。从目前来看，后一种方法应用更加广泛，具体方法是通过增加功率因数校正网络6来完成电路的设计；它的工作原理其实是将一个DC-DC变换器加到负载和单相整流桥之间，目的是要让输入电流跟踪输入电压，具体方法则是通过反馈网络实现。据此可以解决电路输入端谐波畸变的问题，从而对提高电路的功率因数有着突出作用。就目前研究现状来看，功率因数校正(PFC)的方法是实现对谐波污染的控制的主要方法，可以有效限制电子电气设备电流谐波。1.2功率校正技术的发展历程从功率校正技术的发展过程可以发现，在校正技术发展的初期阶段，我们进行功率因数校正研究使用到的最多的方法是无源功率校正。但由于此技术电路体积过于庞大，并不能有效减少输入电流的谐波。在无源校正技术发展的最早期阶段7，晶闸管因为良好的性能得到了广泛的应用，它也因此成为了无源功率因数校正电路中的最主要构成器件。70年代以后，开关变换技术得到了迅速发展，其发展原因归根结底是功率半导体元件的兴起。到了80年代之后，无源功率校正网络开始走下坡路，有源功率校正技术开始出现并占据主流。之后，有源功率技术的发展越来越快，并且出现了很多与其相关的基础技术。在当时那个时期虽然这种工作模式的控制电路较为复杂，但是也可以获得比较大的功率转换能量，但缺点就是连续导电模式控制方法中使用到了乘法器的工作原理，控制电路较为复杂。不连续导电模式9在80年代开始出现 ，这一种模式的所具有的功能就是其输入电流可以自动自动跟踪输入电压波形，并且有着较高的输入功率。这一种变换器控制方法简单，在小功率电路及设备中很受欢迎。90年代开始，PFC技术发展迅速，软开关技术被提出，很多新的控制方法也陆续出现。PFC技术随着这一段时间的发展，越来越受到重视。又同时由于低成本高性能的特点受到广泛应用。1.3变换器输入电流过零畸变问题的简单分析 功率因数校正电路可以采用两级结构10，第一级电路就是用来实现对输入电流的整形，本文中Boost变换器的作用就是对电流进行整形，它也作为电路最基本部分得到应用，原因在于:1)可以保持输入端电感串联，保持输入电流连续性，电路的电流纹波也比较小;2)可以使输出电压较高;3)这一种电路的设计方法简单，表现出比较可靠的性能特点，制作成本也比较低。采用平均电流控制方式，有使得电路对噪声不敏感，可以始终保持较高的功率因数，而且恒频控制的方式也使得滤波器的优化变得简单。随着谐波污染越来越严重，随之而来的对功率因数校正技术的研究也越来越深入，也是以改善电能利用质量为目的，其进展和成果是突破性的。目前极为常见的功率校正电路就是Boost型变换器，过零畸变12等问题出现于开关频率与电源频率比值较低的时候，为了尽量减轻这一问题，也使得对Boost功率因数变换器的开关频率有着很高的要求，而也正是由于这个原因，导致元件成本变高、开关损耗变大。因此，专家学者们在研究分析之后，提出了一个有效的解决方案，即在控制电路中加入电流相位超前补偿网络。本论文的研究重点就是这一解决方案的有效性是否成立，并对电路进行仿真。我们可以确定输入电流过零畸变有着多种解决方式，本论文也只是就其中一种方案进行了研究。1.4 本次论文主要研究如下:第一章:本论文已开始介绍的是与研究问题相关的发展背景知识，同时也较为详细的对功率因数校正技术从无源到有源的发展过程和现状进行了阐述。提出了功率校正电路中普遍存在的过零畸变问题，在文章的最后总体介绍了本论文具体研究内容。第二章:本章节的主要研究内容是分析变换器基本工作原理，与此同时给出了主电路参数的设计说明和公式解释。第三章:本章节的主要研究内容是分析Boost型PFC变换器的平均值电流控制策略，并在此基础上对控制电路的各个参数计算做出了解释说明;在UC3854芯片的基础上，研制了原理样机，并通过SABER软件进行仿真和研究。第四章:本章节的主要研究内容包括是对电流相位超前问题和过零畸变问题产生原因进行分析，并且通过对数学模型的具体分析，首先得出输入电流相位超前的原因，之后又提出了用电流相位超前补偿网络解决过零畸变问题，最后设计电路模型加入补偿网络，消除过零畸变。第五章:对本论文所研究分析的内容进行了总结和展望。 第2章 Boost型PFC变换器功率电路本章节主要研究内容是对功率校正主电路原理的分析研究，并在介绍了基本工作原理的基础上，对主电路的各个参数给出了计算公式和说明解释。2.1 Boost型PFC变换器功率电路原理图降压变换器和升压变换器都是目前应用范围比较广的，升压型变换器的应用前景是最广的。之所以得到了广泛应用主要是由于：1)输入电流连续;2)输入电感L可降低输入滤波器的使用要求，并对电路中会产生的高频瞬态冲击有一定预防作用。 图2.1 Boost型PFC变换器拓扑图2.1所表示的就是Boost型PFC变换器原理图。它的组成部分包括有一个开关管控制电路通断、一个升压电感、一个滤波电容、一个二极管以及一个由二级管组成的单相整流桥。当开关管导通时，属于升压电感的充电过程，此时升压电感的电流逐渐增大，同时也是电容放电过程，由它放出的电能对负载供电；当开关管截止时，对应的是升压电感放电过程，此时升压电感电流减少，同时属于电容充电过程，此时二级管导通，升压电感放电向负载供电，在整个电路中，就是通过对开关管的导通和截止状态的控制，使得输入电流跟随输入电压。2.2 功率电路的参数设计方法 对于电路的各项参数要求如下：输入交流电压有效值=80-270Vac；输出电压：385V;额定功率P：300VA;开关频率：30KHZ如上图2.1所示，主电路中的主要器件包括，开关管、电感、电容、二极管以及单相整流桥。下面即为各个元件的设计准则和计算公式。1） 输入整流桥的选取电路中最大输入电压峰值就可以当做是整流桥的电压应力值大小： （2.1） 电路中整流桥的电流应力计算中，由于输入为交流电压，所以流过单相整流桥的电流为输入电流的正弦半波，所以：（2.2） 根据上式计算得2.79A,整流桥电压应力和电流应力选取需要预留一定裕量，根据上述公式的计算结果，选择（400V/4A)为输入整流桥。2） 滤波电容在滤波电容的选择过程中，必须要考虑到纹波电流大小、半导体元件的维持时间、输出直流电压的大小、输出电压纹波等多种可能影响的因素；一般情况下低漏阻、长寿命、对纹波电流忍耐能力较大是选择需要关注的重点，并且在选择电容耐压能力的时候要记得留有充分的电压余量，以此可以尽量杜绝超负荷工作情况。第一种方式是按照输出电压的纹波进行选择，第二种方式是按照维持时间选择。维持时间是的定义是：当元件上面流过的电流消失时，电压能够维持在规定范围内的时间。能够影响维持时间的因素也有很多,比如说是输出电容存储的能量总和、输出电压以及能使负载工作的最小电压都是重要的影响因素。公式如下，由此计算得到的输出电容为840。可以很明显的发现第二种方法下的计算结果比第一种方 (2.3)由此计算得到的输出电容为840。可以很明显的发现第二种方法下的计算结果比第一种方法所得值大得多。另一方面，在功率校正装置中，电容的选择与输出功率也有一定的关系，由此关系也可以得到一个值为260，额定电压为400V 。3） 升压电感的选择在电路中电感一般是用作传递能量，在某一段时间内储存电能以及起到滤波的作用。升压电感值的大小也同时决定了高频纹波电流的总量，因此对于选择升压电感要在保证电流脉动最小的前提下。同时输入电流纹波又会受到升压电感值大小的抑制，其值大小应按照下式设计 ：(2.4) 公式中表示的是输入电压有效值最小值，表示的是开关频率，表示的是纹波电流。电路最大占空比是我们首先需要计算的，由于输入电流和输入电压同时达到峰值，而且峰值处的纹波电流也是最大的，所以可以得出结论最大占空比出现在输入电压最小峰值处： （2.5） 输入电流的最大峰计算方法： （2.6） 在电路中，电感电流所能允许的最大纹波电流的大小一般我们都认为其等于最大峰值电流的五分之一，所以在电路中升压电感电流值的大小所允许的波动为20，所以取纹波系数0.2，电感的纹波电流,再根据以下公式可以计算出以升压电感大小。 （2.7） 4）开关管Q的大小：电感电流在时间内的电流可以作为开关管上的电流，所以对开关管电流的计算方法可以通过以下积分式得到: （2.8） 公式中的是电压基波周期，。在电路中，当开关管导通时则二极管截止，此时升压电感的电流流经开关管，而此时的输出电压大小就等于二极管的反向电压；相反情况，开关管截止时则二极管导通，升压电感的电流不再流经开关管，此时开关管上的电压大小又等于电路输出电压大小；与此同时，二极管的电流大小将会决定电感电流大小。所以在选择二极管和开关管时，我们必须要能够保证两者的额定电压都比主电路的输出电压值要大，同时两者额定电流也要比流经升压电感的电流的最大值还要大。在选取二极管与开关管时必须要保证有合理的安全裕量，因此：（2.9）（2.10） 根据上述计算所得额定电压和额定电流的大小，主电路的开关管需要选择Intersil公司的IRFP460为功率MOSFET，额定电压为500V，额定电流为20A；二极管选用的是IXYS公司的快恢复二极管DESI30-06,其额定电压为600V，额定电流为30A，有35ns的反向恢复时间。4） 电流取样电阻的选择在电路中对输入电流的检测一般有两种可行方法，一种是可以将一个取样电阻串联在变换器接地线返回端，另一种则是可以使用两个电流感器。在这两种方法中采取取样电阻检测的方法比后者成本更低，电路设计也更加简单。使用此种方法非常适合小电流和小功率的的电路。所以我们在本次设计过程中使用取样电阻检测输入电流的方法来完成本次设计的最终目的。其中输入电流的取样信号是被它的压降替代，同时电路中电流环具有的调节功能也可以保证输入电流具有正弦波型。 （2.11）电流取样电阻值： 在本次设计中取0.2峰值检测电压的实际值： (2.12)2.3 小结本章节的主要研究内容是简单分析电路工作原理，并设计出了Boost型PFC电路主电路原路图，章节主要的研究结果列出如下: 1.设计主电路，并对其基本工作原理作出详细分析和解释说明。 2.通过对主电路工作原理的分析，得出主电路各个参数值大小的计算公式和方法，并简单解释了计算原理及过程。 第三章 以平均电流控制为基础的Boost型PFC变换器原理研究在当前对于Boost型PFC变换器的电流控制有很多种不同方法，平均值电流控制因具有很多其他方法没有的优点而得到广泛应用，运用平均电流控制的电路中输入电流跟踪误差较小，整个电路的瞬间特性也比较好；THD也比较小、同时可以保证基本不受噪声影响。平均电流控制法也同样适用于具有大功率输出要求的电路；本章节详细分析解释了平均值电流控制技术在Boost型变化器电路中的应用及作用。3.1以平均电流控制技术为基础的Boost型PFC变换器 如图3.1所示的是一个典型的单相整流器电路原理图，从图中可以看到Boost型功率因数校正器是电路的主要组成部分。在主电路下方用虚线框标出的是控制电路简单原理示意图。分析控制电路基本原理的时候，我们就假定主电路负载需要一个电压为的直流电压，可以将其原理分析如下：首先主电路的输出电压将会作为一个输入信号通过一个电压误差放大器和和放大器另一个输入信号也即指令输出电压进行比较，比较之后的结果作为放大器的输出信号，这个输出信号是一个直流量。在这个过程中，将实际输出直流电压与指令值进行比较，如果实际输出电压较大则 K值减小，反之当实际输出电压较小时，K值增大,还有一种情况是两者相等，这时K值将稳定保持不变。乘法器的两个输入端其中一个是二极管整流电压检测值，这个检测值与交流电源电压瞬时值的绝对值是相等的，另一个输入端表示的就是电压误差放大器的输出电压信号K，两个输入端信号通过乘法器进行运算,乘法器的输出就作为电感电流的指令信号，从两者之间的关系可以看出：指令电流的波形与输出交流电压的波形是相同的，而实际电压值的大小与电压指令值的误差就是决定指令电流大小的关键因素。然后，一个是电感电流的检测值另一个是乘法器输出端的输入电流指令信号将会成为电流环中电流误差放大器的两个输入信号，通过电流误差放大器的运算之后，得到的信号也就是电流误差放大器的输出信号将被当作PWM波控制信号,在经由驱动器将电流误差放大器输出端信号放大之后再控制开关管的导通与截止。电流误差放大器的输出信号是开关管导通时间的决定因素，放大器的输出越大驱动器输出也就越大，同时开关管的导通时间也就越长；在电路中作为电流误差放大器的两个输入信号，将会被互相进行比较，如果电感检测电流的值大于指令电流信号的大小，那么电流误差放大器的输出信号将会因此降低，开关管导通时间也会缩短；从上述分析的原理中可以看出，开关管的导通比的值的大小是由驱动电压大小决定的。输入电流因此就会对指令电流信号进行跟踪，在跟踪的同时也保证了输入电流与交流电压的波形具有相同相位，达到这样的条件便可以起到减少谐波分量的初衷。功率因数也因此变大,输出电压大小则又通过电压闭环反馈保持与指令电压相同。图3.1包含Boost型功率校正环节的整流器 3.2控制电路的设计方案在有缘功率校正技术发展的同时，与之对应的应用于功率校正的芯片类型也是越来越多。UC3854芯片就是其中较为成熟的芯片之一。本章节将会在详细介绍UC3854芯片功能的基础上说明控制电路的建立过程。3.2.1 UC3854芯片概述UCC3854芯片是由TI公司推出一款芯片主要就是应用于功率因数校正电路。UC3854芯片的有很多比较突出的特点及优点，具体如下所述:作为PWM升压电路中的一员，功率因数高有时甚至可以达到0.99以上，THD5%；芯片的适用范围也比较广泛，几乎可以用于任何开关器件或者功率电路；芯片的操作方式简单实用，无需开关控制；并且芯片内部采用前馈线性调整方式；芯片采用的是平均电流控制的模式，可以保证几乎不受噪声影响。1A图腾极驱动；高精度的基准电压；精度的参考电压。首先将会介绍的是UC3854芯片的所有引脚功能和具体内部结构。图3.2为UC3854芯片的封装图，芯片各管教的功能详细列出如下： 图3.2UC3854芯片封装图1)GND 接地端。2)PKLMT作为电流峰值限制端口,在电路中，可以通过该引脚在电流峰值过高时保证电路及器件安全从而及时的关闭电路。3)CAOUT 电流放大器（CA）的输出端。4)ISENSE 电流检测负号端,这个端口在芯片内部是连接到电流误差放大器负极输入端的,引脚外部则是与电流检测电阻的电压正相端口相连,两者之间必须添加一个电阻。图3.3 芯片内部电路图5)MultOut 模拟乘法器输出端,也是电流检测的另一个端口,在芯片的内部是一边连接到乘法器的输出端的，另一边连接到电流误差放大器的正相输入端口,电流检测电阻的电压负相端口经外端经电阻接到这。6)IAC 输入电压端口,在芯片内部是连接到乘法器输入端口的,而在其外部则是与整流输入电压的正相端口相连，并且需要串联一个电阻。7)UA Out 电压误差放大器UA的输出端口,在芯片内部是接到乘法器的其中一个输入端口的,在外部则是接一个电阻电容反馈网络。8)URMS 有效值电源电压端,内部经平方器接乘法/除法器输入端,起前馈作用,URMS的数值范围为1.54.77v9)REF 基准电压端口,在芯片内部要产生7.5V大小的基准电压。10)ENA 起动端,基准电压和振荡器等,由其通过逻辑电路控制。11)USENSE输出电压检测端,在芯片内部，电压误差放大器的正相输入端与此端口连接。12)RSET 在芯片外部接到电阻端,它的主要作用是需要控制振荡器的充电电流，并且同时限制乘法器的最大输出。13)SS 软起动端。14)CT 在芯片外部接到电容端，电容是振荡器的定时电容,他可以控制振荡器的振荡频率，其振荡频率为。15)Vcc 芯片的供电电压Vcc,额定值22V。16)GTDRV 门极驱动端,通过电阻接功率MOS开关管门极,该端电位钳在15V图3.3即为历3854芯片内部结构图3.2.2设置开关频率的电路UC3854芯片内部的石英晶振周期是可以变化的，通过对其周期的调节可以设置开关频率。3.2.3 PFC电路电流环调节器PFC电路能否正常工作的关键在于电流环和电压环的补偿，我们首先要做的是进行电流环补偿的设计，本电路中所设计的电流环宽度一般在几千赫兹。因为电路中电流控制环的开环部分可以看作是一个一阶系统，所以如果要使得系统保持正常工作就必须对其进行功率校正。当电路中最大截止频率大于电流调节器零点频率的时候，系统的相角裕量刚好为45度。这时，我们在电流误差放大器中引入一个极点，便可以使得系统电路在开关频率处对噪声的敏感程度大幅度降低。在设计过程中，我们是要保证这一个极点的频率是要比功率开关频率小一半的，如果出现极点的频率过大，甚至已经超过开关频率一半的情况,那么设计的极点将会失去本该有的对电流环电路响应的控制作用。如图3.4所表示的就是电路中设计的电流控制环的原理图。计算可得电压误差放大器的增益值大小如下：首先我们要计算出因为升压电感电流下斜而导致的在检测电阻上的电压大小，然后用这个电压除以开关频率就可以得到放大器增益：图3.4 电流误差放大器（3.1） 上式求得的电压在经过电压误差放大器之后必须与定时电容上面的5.2V电压相等，所以可以求到误差放大器增益： （3.2） 再假设： （3.3） 有 （3.4） 之后我们可以再通过右式求出电流控制环的穿越频率： （3.5）在电路中，是在零点补偿电容的计算过程中需要重点考虑的部分，所以我们在电流环的截止点处设置零点，由此可以计算得出零点补偿电容大小： （3.6） 又因为电路中的极点频率必须要不小于功率开关切换频率的一半，也即极点频率必须在以上，由此可以计算极点补偿电容为： （3.7）3.2.4 PFC电路电压环调节器3.5 电压误差放大器整个电路系统对稳定性的需求是在电压环路设计过程中必须要考虑到的因素，也正是因为这样，有必要对电压反馈环进行补偿。在本次设计电路中的电压误差放大器反馈电路就如上图3.5所示。而且电压环反馈电路的主要设计要求就是保证输出电压的稳定。保证电压环的宽度较小，可以获得较小的输入电压，并且使得电容上面的二次谐波衰减。与此同时，当芯片中电压误差放大器有足够大的相移时，也可以提高电路的功率因数，并且可以保持输入电压与调制电压信号同相位。我们都知道电路中的电压环开环与电流环一样都是一个一介系统，所以同样的在电压误差放大器电路中也需要引入一个极点对电压环进行补偿1） 功率电路的纹波电压是可以用公式求得： （3.8） 2)在电路中，要使得纹波电压达到电压误差放大器的输出电压允许范围之内，按照规定取交流输入电流的三次谐波为3，则7号管脚处占1.5，且该端口的电位对于UC3854芯片而言，故。由上式求得的增益值可以求得： （3.9）要注意式中为任意值，一般为511欧姆。3） 而最后直流输入电流和需要设置的极点频率可由下式求得： （3.10）（3.11）（3.12）3.2.5 外围电路设计(1) 限流电阻和在UC3854芯片内部电路中，有用来限制峰值电流的前馈分压部分电路存在，当电路中的输入电流瞬时值过大，从而超过芯片的最大电流限制范围的时候，芯片可以控制芯片内的这一部分从而关断开关管。而在实际应用当中，这个功能必须要借助由和组成的分压网络以及峰值限制比较器两者相互配合工作才能完成限流目的。在本次设计电路中对于这两个电阻的选取，必须要考虑到峰值电流过载值，一般取为0.6A。峰值电流的过载值为 （3.13）则：检测电压过载值： （3.14）在电路中，的电阻值通常选为定值，其典型值为，由于芯片内部基准电压为7.5，我们可以由分压网络得: （3.15） （2）前馈分压网络部分图3.6 前馈分压电路在电路中UC3854芯片的管脚8处电压不低于1414V（在最低输入交流时）这一要求需要在设计前馈电压分压网络的过程中达到，故有如下联立方程 （3.16）（3.17）通常选择为定值，取为910,求解上述方程可得值为86，为20。在电路中，滤波电容的计算过程中前馈电路的总谐波畸变为15是必须要限定的，而在单相全波整流电路中二次谐波含量一般占总谐波含量的662,输入谐波失真预算百分比 便可由此计算得出，同时可以计算出滤波电容的值： （3.18）（3.19） （3）乘法器计算乘法器是UC3854芯片乃至PFC电路中的一个非常重要的部件，电流控制环的基准信号作为它的输出电流对输入电流信号进行比较并且校正，从而提高电路的功率因数。如下式中所示：（3.20） 其中，表示的是乘法器的输出端的电流信号，表示的则是基准电压取样信号也就是乘法器的输入信号之一，它的最大值为600uA,表示的是前馈电压，是电压误差放大器的输出信号。的选择单相整流电压经过电阻后接到乘法器的端形口并成为电压基准信号，所以的计算方法是用最大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流得到的。最大输入电压的峰值为382V，所以： 在此电路中我们选择620。的选择表示的是一个偏置电阻，它在电路中的作用是为的分压的，一般是四倍，所以在电路中取为155。的选择选择这个电阻过程中，需要考虑到该电阻的电流大小的两倍就是流过的电流大小的最大极限： （3.21）（3.22）在此电路中取为10。的选择在电路中上的电压必须保证与在低电网线路中的输入电压峰值电流限制的时候电阻Rs上面的电压大小相等：（3.23）图3.7 基于UC3854芯片的单相Boost型PFC变换器原理图（4） 振荡器的选择在电路中，振荡器上面的充电电流值的大小与开关频率有关，同时又需要由电阻的大小决定，可以根据以下公式计算：（3.24）所以在本次设计中，可以利用上述公式求得振荡器定时电容。计算到此基于UC3854芯片的控制电路中各个参数的设计过程和数值计算已经完成。上如图3.7所表示的即为电路基本原理图。3.3 电路仿真和分析3.3.1 仿真波形图按照图3.7所示，在SABER软件仿真平台上建立了仿真电路，参数按计算所得设定，仿真结果如下：图3.8 输入电压电流波形3.3.2仿真结果分析如上面波形图所示，可以发现输入电压电流相位基本一致，但是输入电流发现过零畸变。3.4 小结本章节针对以平均值电流控制为基础的Boost型PFC变换器进行了仿真及实验研究，本文的主要研究结果如下：1) 首要任务是要熟悉UC3854芯片内部构造及各引脚功能，并且在此芯片的基础上设计出了控制电路，通过分析得出了控制电路各个参数的设计方法和计算公式；2) 通过SABER软件仿真，依据图3.7设计仿真电路进行仿真实验，通过仿真发现：本论文中Boost型变换器输入电流发生过零畸变，而且电流总谐波量大于百分之三。第4章 对过零畸变问题的分析及解决方案在文献中提到了在平均电流型控制策略下的Boost型PFC变换器电路中，如果电源的频率大小与电路中预先设定的开关频率之比较小时，输入电流相位超前问题将会对电路造成较大影响。从第三章节的仿真波形图以及实验结果已经很清楚的说明了在30kHz开关频率和50HZ电源频率的条件下，过零畸变问题将会非常严重。本章节对过零畸变问题展开研究，并针对这个问题给出了具体的解决方案。4.1过零畸变问题的研究4.1.1 引发过零畸变的原因 在电路中过零畸变问题产生的原因有很多，其中影响较大的有:1）整流桥中使用的具有单向导电性的二极管，使得相位超前电流无法通过;2 )主电路中的升压电感值大小对输入电压过零之后输入电流的变化速率也造成了一定的影响。通过分析后得出：过零畸变问题之所以产生，造成严重畸变最根本的原因是电路中输入电流相位超前。所以由此可见，如果想要减轻或者完全消除掉过零畸变问题，必须要做的就是对相位超前电流进行补偿。4.1.2 对电流相位超前问题的研究图4.1 单相Boost型PFC变换器图4.1表示的是单相Boost型PFC变换器电路的数学系统模型示意图：如图所示，表示的是电路中电流误差放大器环路的的开环传递函数，表示的是电压误差放大器环路的的开环传递函数，Fm则表示的是调制器增益值大小，K表示的是乘法器增益值大小，则表示的是电流采样器增益值大小，表示的是电压采样器增益值大小，可以看出图中表示的控制系统部分是双闭环结构，具体是由一个电压外环和一个电流内环构成。在电路的实际应用过程中，在直流输出一端主电路中的滤波电容是比较大的，所以我们可以将它当作是一个稳定的直流电源，电路中的输出电压可以看做是一个常数，同样的，电压误差放大器的输出信号也可以被当作是一个常数看待。我们通过对电路中两个开环结构及电路整体的分析之后，建立出电流环的闭环传递函数：（4.1）（4.2）公式当中电阻值r表示的是输入电流通路中的的等效电阻值大小，因为电路中电流环的低频增益特别大，所以电阻基本不会对闭环传递函数造成的影响几乎可以忽略。由于电路中的电流调节器可以看成是一个比例积分型的调节器，零点处的极点频率和电流控制环的截止频率非常接近，所以分析后我们可以得到传递函数为：，其中都是电流误差放大器也即电流调节器常数，电流环传递函数经过一系列分析之后可以被分为两个部分，在忽略r大小的情况下可得如下关系：（4.3）（4.4）函数式表示的是电路中的输入电压到电流之间的闭环传递函数，通俗的说，他也可以表示成另一种含义即：输入导纳的理论幅值大小。而且我们可以分析发现，当闭环传递函数与开环传递函数的截止频率相比较小的时候，导纳角就会变为零。所以，流过这个导纳上面的电流相位与输入电压相同，并且代表负载功率的大小将决定流过导纳的电流幅值大小。的含义是指传递函数（输入电压到电流），由上述关系式可以分析得出，当频率比截止频率要小时，的导纳角为90度。图中表示的电流可以看出它在50工频下的幅值比较小但是随着电源频率的增加，电流幅值大小也会跟着增加，因此也对电路造成了一定的影响，使得整个系统导纳角无法接近于零。4.2电流超前补偿网络的设计与研究我们知道引起电流过零畸变的原因有很多，但是这些方法大多数都要改变主电路拓扑，设计起来也比较复杂。在文献中已经提出了利用在控制电路中添加一个电流相位超前补偿网络，以此来解决电路中的过零畸变问题。相位因子的存在是电流相位超前的根本原因，所以可以再次引入一个导纳,并使其正好等于的相反数，这样就可以通过这种方法完全消除掉的影响。实际中，在电路中引入新的导纳可以采用电压前馈的方式。图4.2 改进后的Boost型变换器等效电路从上述分析可以得知，相位因子就是电流相位超前的原因所在，如图4.2所示，如果在电路中同时在引入一个与前两个导纳并联的,并且使得其大小正好等于-，这样一来，就可以消除相位因子对系统造成的电流相位超前的影响。所以，我们通过电压前馈方式引入这个新的导纳。图4.3 改进后的电流环闭环传递函数 如图4.3所示，在控制电路电流调节器输入端加入一个电压前馈网络，再加入之后，系统的闭环传递函数会发生变化。（4.5） 设输入电压频率远小于系统截止频率，则（4.6） 令，综合上式得：（4.7）在上述公式中，=0.25是PWM比较器的增益值，其实通过分析很容易发现，电压前馈环节与串联R-C环节的传递函数非常相近，所以我们可以直接通过增加一个串联式R-C环节实现上述功能。如图4.4所示，在电压和UC3854芯片的5号脚即乘法器输出端之间，加入一个串联R-C 环节。可以得到：（4.8）上式中,综合上述公式，可以得出以下结论：（4.9）（4.10）（4.11）最终计算所得结果:，。4.3 仿真首先实验条件为：输入电压80至270V，电源频率50HZ，除了加入一个补偿网络之外，其他参数保持不变。结果如下图所示。从下图补偿之后的波形可以得出结论：变换器输入电流波形已经基本消除了过零畸变。图4.4 加入补偿网络后的仿真波形4.4 小结本章节对电路过零畸变问题提出了有效的解决方案，主要研究内容如下：1） 找出了电流相位超前的原因2） 分析了过零畸变现象的产生原因3） 3)设计出了相位超前补偿网络，并且通过SABER仿真验证了这一种方法的有效性。第5章 结束语5.1总结通过学习和实验，可以发现有源功率校正技术对整流电路的输入电流谐波含量有明显的抑制效果，并且得到了广泛应用。在电力电子装置得到广泛应用的同时也产生了一个越来越突出问题，也即电力电子装置在其输入端的功率因数和谐波对电网的影响越来越严重。现在人们对电力电子装置方面所进行的研究和设计，已经不再单纯的只是考虑系统的输出特性，现在的研究重点已经越来越集中到系统的整体运行特性上面。现在在对电力电子装置的设计过程中，我们不仅装置的输出电压作为考虑重点，同时电流特性和装置对负载的适应能力以及装置的输入端特性都是需要重点考虑的，而这样的情况也使得电网受到的影响不断减小。谐波污染问题在电力电子装置当中，尤其是那些具有整流前端的设备当中都是最主要的表现形式，而低功率因数也是也是这一类问题的突出表现。所以，我们提出了多种解决电路输入端功率因数过低的问题，同时谐波含量过高也是研究重点。为此，许多种解决方案已经被提出，并且各自针对不同的角度解决问题。在这些解决方案之中，有源功率因数校正技术已然成为最有效的解决方案。功率校正技术出现于上世纪八十年代