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运动控制课程设计 摘 要速度对任何一个运动体来说都是一个至关重要的物理量，如何快速方便地进行速度调节是我们一直需要探索的问题。这份课程设计采用的是直流PWM调速双闭环控制系统，该调速系统是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。 PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技成为PWM控制技术发展的主要方向之一。这份课程设计对于PWM设计的各个方面进行了简要阐述，并进行了Proteus仿真以及Matlab中的Simulink仿真，去的了较好的结果。 关键词：PWM调速；Proteus仿真；Matlab ；双闭环 目 录1 绪论32 设计总要求42.1设计已知参数42.2设计具体要求43 控制电路设计43.1直流调速系统控制方案的选择43.2 电流环设计53.2.1 电流调节器的设计63.3 转速调节器74 主电路设计84.1 PWM调速系统主电路形式选择84.1.1T型PWM变换器电路84.1.2H型PWM变换器电路94.2 PWM调速系统开关电路形式选择134.3 H型双极性逆变器的驱动分析145频率电压转换设计176脉冲分配及功率放大电路设计177PI调节器设计188三角波发生器设计199Matlab仿真结果2010 设计总结21参考文献231绪论转速是机械运动里面的一个至关重要的物理量，如何更好更快捷方便的调节速度是人们长期以来一直探索的重要方向。与交流调速系统相比，由于直流调速系统的调速精度高，调速范围广，变流装置控制简单，长期以来在调速传动中占统治地位。在要求调速性能较高的场合，一般都采用直流电气传动。目前，通过对电动机的控制，将电能转换为机械能进而控制工作机械按给定的运动规律运行且使之满足特定要求的新型电气传动自动化技术已广泛应用于国民经济的各个领域。近几十年来，直流电机传动经历了重大的变革。首先实现了整流器的更新换代，以晶闸管整流装置取代了习用已久的直流发电机电动机组及水银整流装置使直流电气传动完成了一次大的跃进。同时，控制电路已经实现高集成化、小型化、高可靠性及低成本。以上技术的应用，使直流调速系统的性能指标大幅提高，应用范围不断扩大。直流调速技术不断发展，走向成熟化、完善化、系列化、标准化，在可逆脉宽调速、高精度的电气传动领域中仍然难以替代。由于直流电气传动技术的研究和应用已达到比较成熟的地步，应用相当普遍，尤其是全数字直流系统的出现，更提高了直流调速系统的精度及可靠性。2 设计总要求2.1设计已知参数本次课程设计所使用的电机为他励式直流伺服电动机，其电机参数为：Pnom=10kW，nnom=100r/min，Unom=220V，Inom=55A，Ra=0.5，L=0.0085H。系统运动部分飞轮转矩相应的机电时间常数Tm=0.075s，测速发电机的反馈系数=0.01178V.min/r，电流反馈系数ki=0.132V/A，2.2设计具体要求 利用MATLAB仿真环境进行控制方案仿真设计，仿真后系统性能指标为：1) 单位阶跃响应的超调量小于27%；2) 单位阶跃响应的调整时间小于0.06s；3) 闭环带宽不小于16Hz3控制电路设计3.1直流调速系统控制方案的选择 1方案一、单闭环控制系统结构框图给定电压放大器整流触发装置电动机负载 速度检测 2方案二、双闭环直流调速系统结构框图电流检测 电压整流触发装置ASRACR负载电动机速度检测 由系统结构框图知，方案二中采用双闭环转速电流调节方法，相比较于单闭环系统多了一个电流检测反馈，虽然相对成本较高，但保证了系统的可靠性能，保证了对生产工艺的要求的满足，既保证了稳态后速度的稳定，同时也兼顾了启动时启动电流的动态过程。在启动过程的主要阶段，只有电流负反馈，没有转速负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用，既能控制转速，实现转速无静差调节，又能控制电流使系统在充分利用电机过载能力的条件下获得最佳过渡过程，很好的满足了生产需求。3.2 电流环设计电流调节器使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。对电网电压的波动起及时抗扰的作用。在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。图3-1 系统实际动态原理框图在图3-3虚线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际中，对电流环来说，反电动势是一个变化比较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变。如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改为，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图33b所示，从这里可以看出两个滤波时间常数取值相同的方便之处。3.2.1 电流调节器的设计电流环的控制对象由电枢回路组成的大惯性环节与晶闸管整流装置、触发器、电流互感器以及反馈滤波等一些小惯性环节组成。电流环可以校正成典型I型系统，可以校正成典型II型系统，校正成哪种系统，取决于具体系统的要求。 由于电路环的重要作用是保持电枢电流在动态过程中不超过允许值，因而在突加给定时，不希望有超调，或者超调越小越好。从这个观点来说，应该把电流环校正成典型I型系统。但典型I型系统在电磁惯性时间常数较大时，抗扰性能较差，恢复时间较长。考虑到电流环还对电网电压波动有及时的调节功能，因此，为了调高其抗绕性能，又希望把电流环校正成典型的II型系统。在一般情况下，当控制系统的两个时间常数之T1Ti10比时，典型的II型系统的恢复时间还是可以接受的，因此。一般按典型I型系统设计电流环。此外，为了按典型系统设计电流环，需要对电流环进行必要地工程近似和等效处理。 图3-3电枢电流的PI型电转速调节器3.3 转速调节器把电流环的等效环节接入转速环后，由于需要实现转速无静差，而且在后面已经有一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节。图3-4速度调节的PI型电流调节器结合其他组员计算所得的各主要参数 飞轮转矩相应的机电时间常数 测速发电机的反馈系数 =0.01178V.min/r，电流反馈系数 ki = 0.132V/A;电枢回路电磁时间常数 Ta=0.017S得到在Simulink环境下的仿真框图如下：图3-5具有直流电动机结构模型的双环直流调速系统结构图4 主电路设计4.1 PWM调速系统主电路形式选择可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图4-1所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。图4-1可逆PWM变换器电路 （a）T型 （b）H型 4.1.1 T型PWM变换器电路图4-2 T型PWM变换器电路T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。4.1.2 H型PWM变换器电路 图4-3 H型PWM变换电路 H型变换器电路在控制方式上主要采用双极式可逆PWM变换器，其主电路如图4-1（b）所示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即，VT1和VT4同时导通和关断；，VT2和VT3同时导通和关断。而且，和，相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压在一个周期内有正负极性变化，这是双极式PWM变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。由于电压极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图4-4所示图4-4双极式PWM变换器电压和电流波形 （a）电动机负载较重时（b）电动机负载较轻时 如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在时，和为正，VT1和VT4饱和导通；而和为负，VT2和VT3截止。这时，加在电枢AB两端，电枢电流沿回路流通（见图4-4（b），电动机处于电动状态。在时，和为负，VT1和VT4截止；和为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，电枢电流沿回路流通，电动机仍处于电动状态。有关参量波形图示于图4-1（a）。如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当时，。于是在时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流反向，沿回路流通，电动机处于反接制动状态。在（）时，和变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然和为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路流通，电动机工作在制动状态。当时，VT1和VT4才导通，电流又沿回路流通。有关参量的波形示于图4-4（b）。 这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在和之间变换；后者的电压只在和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。当正脉冲较宽时，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为 若仍以来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为 改变即可调速，的变化范围为。为正值，电动机正转；为负值，电动机反转；，电动机停止运转。在时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。但是这个交变电流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。 双极式可逆PWM变换器的优点是：电流一定连续，可以使电动机实现四象限动行；电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；低速时由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；低速平稳性好，可达到很宽的调速范围。双极式可逆PWM变换器存在如下缺点；在工作过程中，四个电力电子器件都处于开关状态，开关损耗大，而且容易发生上、下两只电力电子器件直通的事故，降低了设备的可靠性。鉴于以上分析，本设计这里所采用的是技术性能较好、经常采用的双极性双极式脉宽放大器的电路如图4-5所示。H桥级联型多电平变换器采用多个功率单元串联的方法来实现高压输出，其输出多采用多电平移相式PWM控制方式，以实现较低的输出电压谐波，较小的dv/dt和共模电压及较小的转矩脉动。为实现高压，只需简单的增加单元数即可，该种实现方式的技术难度小。每个功率单元都是分离的直流电源，之间是彼此独立的，对一个单元的控制不会影响其他单元。H桥级联型逆变器与单桥逆变器的实现方式主要区别在于PWM的控制方式上，本文对H桥级联型逆变器的PWM控制方式进行探讨。脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。这时电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。其电路电流流向如图，其用VT1,VT2,VT3,VT4只能利用大功率可控开关管的特性来控制导通与截止。四只开关管分两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中的两只开关管同时导通，同时截止，且两组开关管之间可以交替的导通和截止。图4-5 H形双极式逆变器电路原理图4.2 PWM调速系统开关电路形式选择在主电路开关电路选择过程中，考虑过大功率双极性晶体管（GTR）、场效应管（MOSFET）等，但GTR的主要缺点是：开通关闭时间长、开关功耗大、工作频率低、热稳定性差、容易损坏。MOSFET的主要缺点是：管子导通时通态压降比较大、管子功率损耗大。于是，最终选用使用三极管来控制电路。三极管的特性是：当三极管的基极电压UbUc时，三极管此时属于短路导通；当基极电压Ub0时，三极管处于截止状态，此时三极管属于短路截止。 图4-6 三极管电路下图是采用1N949二极管和NPN管作为开关器件的proteus布线图如图4-7所示： 图4-7 1N949二极管和NPN管作为开关器件的proteus布线图4.3 H型双极性逆变器的驱动分析图4-8 H形双极式逆变器的驱动电压波形 分析图4-5、图4-8可知，当电源电压Us大于电动机的反电动势（如反抗转矩负载）时，在0tTon期间，Ub1和Ub4为正，开关管VT1和VT4导通，Ub2和Ub3为负时，VT2和VT3截止。电枢电流Ia沿回路一（经VT1和VT4）从A流向点B，电动机工作在电动状态。他们的关系是：。在一个开关周期内，当时，晶体管、饱和导通而、截止，这时。当时，、截止，但、不能立即导通，电枢电流经、续流，这时。在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图4-8所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为如果定义占空比，电压系数则在双极式可逆变换器中调速时，的可调范围为01相应的。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电动机反转；当时，电动机停止。但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区。H形双极式逆变器电路在proteus下的实现如下图： 图4-9 H形双极式逆变器电路在proteus下的仿真5 频率电压转换设计本次设计中LM331用作FVC的电路原理框图如下图5-1所示： 图5-1 LM331用作FVC的电路原理框图得到的仿真结果Fi和V0的关系：Fi（Hz）2006008001000V0(v)1.737545.126746.774068.48129由上面的分析可以看出来当C10取5000pF，Plused (High) Voltage=5，Fi=200的时候可以得到最佳的仿真情况。频率一电压(F/V)转换器的作用是将输入信号频率的变化转换为输出电压的变化,即电路的输出电压与输入信号的频率成正比。F/V转换器有着广泛的应用,如用在电力系统的自动频率控制,通风系统解调后高频信号载波频率的测量,频率表、压控振荡器中的控制。6 脉冲分配及功率放大电路设计脉冲分配器主要采用数字电路形式，对输入端接收到的脉冲信号根据实际所需分配成几路信号输出，从而实现不同的控制效果。功率放大电路的作用是把近制信号放大，使之能驱动大功率开关管。利用三极管的电流控制作用或场效应管的电压控制作用将电源的功率转换为按照输入信号变化的电流。设计中的控制电压转化为脉冲之后经过脉冲分配和功率放大才能控制电机这部分控制电路如下图6-1所示： 图6-1 脉冲分配与功率放大电路7 PI调节器设计简单说来，PI控制器各校正环节的作用如下：1比例环节即时成比例的反映控制系统的偏差信号 ，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随着 值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当 增加到一定程度，系统会变得不稳定。2积分环节主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分常数 ， 越大，积分作用越弱，反之越强。通常在 不变的情况下， 越大，即积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。电流调节器原理图如图7-1所示，按所用运算放大器取Ro=20k，各电阻和电容值计算如下 ， 取2.4uF 取0.04uF按照上述参数，电流环可以达到的动态指标,满足设计要求。图7-1所示的是本次课程设计所设计的PI调节器电路图 图7-1 PI调节电路8 三角波发生器设计 三角波发生器用于产生一定频率的三角波UT，该三角波经加法器与输入的指令信号UI相加，产生信号UI+UT，然后送入比较器。比较器是一个工作在开环状态下的运算放大器，具有极高的开环增益及限幅开关特性。两个输入端的信号差的微弱变化，会使比较器输出对应的开关信号。一般情况下，比较器负输入端接地，信号UI+UT从正端输入。当UI+UT0时，比较器输出满幅度的正电平；当UI+UT0时，比较器输