武大射频期末试题

1、期末试题学号：76姓名：刘弋锋班级：1102班专业：电路与系统1.设计一个系统特性阻抗为50欧姆、中心工作频率为2.076GHz的3dB等功分耦合器，要求用集总参数及分布参数(微带基板参数：介电常数为4.2，介质材料厚度为1.45mm，导带厚度为0.035mm)两种形式实现。对于分布参数形式，通过编程计算及ads仿真分别3出各端口频率响应特性；对于集总参数形式，通过ads仿真给出各端口频率响应特性。 解：（1）分布参数实现由于是设计3dB的等功分耦合器，所以用分支线定向耦合器实现。 用ADS仿真图1.1 ADS计算特性阻抗为50时的微带线尺寸图1.2 ADS计算特性阻抗为50/时的微带线尺寸用

2、ADS计算微带线尺寸，如图1.1、图1.2所示。可知，耦合微带线的尺寸为：特性阻抗为50时,W=2.mm，L=20.mm；特性阻抗为50/时，W=4.mm，L=19.mm。搭建仿真电路，如图1.3所示：图1.3 ADS搭建仿真电路进行仿真，得到插入损耗，耦合度，隔离度，驻波比VSWR的频率特性曲线，如图1.4所示。图1.4 ADS仿真结果 用MATLAB编程计算给出MATLAB代码：Z0e1=69.;Z0o1=36.;f0=2.076 ;Z0=50;f=1:0.01:4;S311=j.*(Z0e1-Z0o1).*tan(pi./2.*(f./f0)./(2*50+j*(Z0e1+Z0o1).*

3、tan(pi/2.*(f./f0) ;plot(f,20*log10(abs(S311);xlabel(Frequency(GHz);ylabel(S31(dB);grid;S211=2.*Z0./(Z0e1+Z0o1)./( 2.*Z0./(Z0e1+Z0o1).*cos(pi./2.*(f./f0)+j*sin(pi./2.*(f./f0);figure(2);plot(f,20*log10(abs(S211);xlabel(Frequency(GHz);ylabel(S21(dB);grid;figure(3)To=(Z0-Z0o1)/(Z0+Z0o1);Te=(Z0-Z0e1)/(Z0

4、+Z0e1);Zine=Z0e1.*(sqrt(Z0o1)+j.*sqrt(Z0e1).*tan(pi/2.*(f./f0)./(sqrt(Z0e1)+j.*sqrt(Z0o1).*tan(pi/2.*(f./f0);Zino=Z0o1.*(sqrt(Z0e1)+j.*sqrt(Z0o1).*tan(pi/2.*(f./f0)./(sqrt(Z0o1)+j.*sqrt(Z0e1).*tan(pi/2.*(f./f0);V2o=Zino./(50+Zino)./(exp(-j.*pi./2.*(f./f0)+To.*exp(j.*pi./2.*(f./f0).*(1+To);V2e=Zine./

5、(50+Zine)./(exp(-j.*pi./2.*(f./f0)+Te.*exp(j.*pi./2.*(f./f0).*(1+Te);S14=V2e-V2o;plot(f,20*log10(abs(S14);xlabel(Frequency(GHz);ylabel(S41(dB);grid;图1.5、图1.6、图1.7分别是MATLAB仿真得到的的频率响应曲线。图1.5 MATLAB仿真频率响应曲线图1.6 MATLAB仿真频率响应曲线图1.7 MATLAB仿真频率响应曲线（2）集总参数实现设计时，需要对分布参数电路进行等效：图1.8 分布参数与集总参数的转化如图1.8所示，集总参数可等效

6、为分布参数的一个型或T型网络。以型网络为例，替代后的电容、电感的值可以由下面的式子计算：可见，集总参数设计主要取决于工作频率，也就是说上述的等效只在该中心频率两侧的较窄带宽内有效，但对于大部分的应用带宽足够了。且型网络通常会表现出低通特性。分布参数的生成图等效为集总参数的原理图如图1.9所示。图1.9 集总参数的生成图图1.10 集总参数功分器仿真原理图对于，可计算得到,。根据生成原理图，在ADS中进行仿真，如图1.10所示。得到如图1.11所示仿真结果：图1.11 集总参数功分器仿真结果由图1.11可见，图中S11，S12，S22,S23都有一些偏移，可以通过优化的方式解决使各项指标以中心频

7、率为2.076GHz的窄带内达到很好的仿真要求。插入损耗很小，隔离度很高，驻波比亦能满足要求，频率无偏差，确实呈现出了低通特性。2已知射频晶体管频率为2.076GHz时的参数为：opt=0.545，Rn=4，Fmin=1.5dB；S11=.3300，S12=0.2-600，S21=2.5-800，S22=0.2-150。先采用输入匹配输出不匹配方案设计噪声系数为1.6dB、增益为8dB的放大器；在此基础上设计输入端驻波比不大于1.4的放大器，要求兼顾噪声系数及输出端驻波比指标。给出噪声系数、增益及输出端驻波比并设计出具体匹配电路。解：先设计输入匹配输出不匹配的电路。由题可知，平面上的功率增益为

8、8dB的等功率增益圆和噪声系数为1.6dB的等噪声系数圆如图2.1所示：图2.1 等功率增益圆和等噪声系数圆取=0.27+j0.09，则。图2.2 输入端口匹配设计图2.3 输出端口匹配设计源匹配网络设计如下：如图2.2所示，在输入端从50源阻抗出发，先串联一个2.6nH的电感，再并联一个23.3nH的电感就可以实现匹配。如图2.3所示，在输出端从50的负载出发，先串联一个4.2nH的电感，再并联一个193.8pF的电容就可实现匹配。由课本第73页的公式（5.62）可以得到，输出端面驻波比为1.65，而输入端是匹配的，输入驻波比为1。图2.4 等驻波比以及等噪声系数圆为了改善输出驻波比，使输入

9、端口失配，但保证输入端面驻波比不大于1.4。由于要兼顾输出端面驻波比也尽量小，故取输入端面驻波比为临界值即1.4，得到相应的等输入驻波比圆如图2.4所示。图2.4圆上任意都保证驻波比满足要求，但不同，输出驻波比,噪声系数及增益会变化。在等驻波比圆上移动时，输出驻波比,噪声系数及增益的变化如图2.5所示。图2.5 兼顾多指标的放大器设计从图2.5可以看到，随在等驻波比圆上转一周，转换增益增益GT为7.88(6+1.88)dB保持不变。在角度取86时，由式(5.63)可得=0.28+j0.24,输出驻波比最小为1.42，也很接近1.4。此时噪声系数也接近最小，为1.51。故选择=0.28+j0.2

10、4是合适的。图2.6 输入端口匹配设计图2.7 输出端口匹配设计根据和可设计具体匹配方案。，。如图2.6所示，在输入端从50源阻抗出发，先串联一个3.8nH的电感，再并联一个334.6pF的电容就可以实现匹配。如图2.7所示，在输出端从50的负载出发，先串联一个4.2nH的电感，再并联一个193.4pF的电容就可实现匹配。3已知5.076GHz时场效应管共源极的S参量为S110.97-320，S120.05490，S214.501560，S220.59-260。设计50负载的一般共栅极振荡器及反射型介质谐振振荡器。介质谐振器的参数为Q0=5000，=7。全部匹配电路采用分布参数器件(微带基板参

11、数：介电常数为4.2，介质材料厚度为1.45mm，导带厚度为0.035mm)，并画出两种振荡器|out |随频率变化曲线。解：将S参量转化为Y参量：然后将Y参量转换到共栅极模式：，计算Rollett稳定系数确定晶体管的稳定性：电感取值为5.5nh时，稳定系数最小，k=-0.9997。连接电感后场效应管的S参量为：S11-1.0116+j0.0537，S12-0.2065+j0.0344，S211.9931-j0.303，S221.2061-j0.1742。图3.1为输入输出的稳定性判定圆，其中蓝色线是输入稳定性判定圆，绿色线是输出稳定性判定圆。图3.1 输入输出稳定性判定圆若选取，振荡器将对负

12、载阻抗的变化十分敏感。也就是说在的条件下，负载如果稍微偏离50则会导致振荡器完全停振。实际选择非常靠近的值。若选择，对应于源阻抗为：该源阻抗可用开路短截线实现，其电长度为：为了使成立，必须选择。但由于晶体管S参量与输出功率有关，所选择负载阻抗的实部可以略小于。令，利用一个匹配网络可以将45j0.64变换50。匹配网络如图3.2： 图3.2 匹配电路计算可得传输线及短路短截线的电长度分别为96、45。对于介电常数为4.2，介质材料厚度为1.45mm，导带厚度为0.035mm的微带基板，传输线几何尺寸的计算结果如下：传输线编号电长度(角度)宽度（mm）长度（mm）TL1882.867.95TL27

13、42.866.68TL3452.864.06TL4962.868.67图3.3是设计结果。图中TL2替代了串连电感；为了安装隔直电容，TL3被分为两段，TL3A和TL3B；由于TL5和TL6直接与50负载相连，所以其长度可为任意值。图3.3 设计结果(1)振荡器的设计采用反射型振荡器的电路结构，其电路图如图3.4所示。电容若起隔直作用，设计的任务是确定的大小及输出匹配电路。图3.4 反射型振荡器电路图为了使振荡管的输出反射系数尽量大，必须使尽量靠近。由谐振器等效电路的S参数：其模值已经确定，为了接近，选择的幅角等于的幅角。由已知条件，,于是有，即。这就是DR两端微带线的电长度。图3.5 用DR

14、构成的FET振荡器的输入匹配网络结构图3.5是用DR构成的FET振荡器的输入匹配网络结构。下面求出设计输出匹配电路的参数。为了使成立，必须选择。考虑晶体管S参量与输出功率有关，所选择负载阻抗的实部略小于。令。用ADS进行设计：设置频率为5.076GHz（自动调整为5.08GHz），源阻抗，负载阻抗。用原件进行匹配，匹配结果如图3.6所示。图3.6 ADS设计匹配电路的Smith圆图和频率响应曲线图3.7 ADS设计匹配电路的原件参数图3.7为匹配电路的原件参数，其中E表示电长度，Z表示特性阻抗，F表示频率。(2)随频率变化曲线其散射参量为：把两端的传输线也包括进来，令（一般情况下如此），散射参

15、量为：图3.8是由MATLAB得到的随频率变化的曲线。图3.8 随频率变化的曲线4已知通信系统的工作频率2.076GHz，信道带宽为20MHz，发射及接收天线增益均为15dB，接收机整机噪声系数为6dB，接收机正常工作的信噪比为12dB。若发射机功率管的输出三阶交调截点OIP3(不考虑功放前面电路对总三阶交调截点的影响)为40dBm，功率容量Pout,1dB为31dBm，求370C时系统的最大通信距离。解：如图4.1为放大器交调失真计算示意图：图4.1 放大器交调失真示意图我们知道，最远通信距离主要取决于发射功率和工作频率，因此本题的关键在于找出通信距离与发射功率之间的关系。由题意可知：交调失真：若发射机发射功率为,此时的干扰信号为：从而信号从发射机出来后，有用信号功率信噪比信号经过空间传播衰减后到达接收机，接收机接受到的信号中有用信号功率为，噪声功率为，其中R为传播距离。由公式，可得，接收机的输出信噪比为：其中，已知为12dB，k=