模拟集成电路设计 课件 第7章 基准电压与电流

魏廷存1

第7章基准电压与电流

ReferenceVoltage&Current27.1基准电压的应用场合7.2二极管型基准源

7.2.1由CMOS工艺实现的等效二极管

7.2.2由Bipolar产生具有正、负温度系数的电压7.2.3带隙基准电压产生电路17.2.4带隙基准电压产生电路27.3基准电压调节电路7.4基准电流产生电路（MOS管型基准源）

第7章基准电压与电流3

7.1

基准电压的应用场合性能特点：输出直流电压（无输入信号，只有使能信号）输出电压与电源和工艺参数几乎无关，与温度的关系确定应用场合：A/D和D/A变换电路中的基准电压单片集成电路中的基准电压，产生基准电流（电流镜）各种电路模块所要求的特殊工作电压，例如低压数字电路，OSC模块，工作点偏置电路模块，驱动电压（高压）等。4基准源的分类二极管型基准源：采用了与普通CMOS工艺兼容的双极型晶体管，它能够产生更加精确的基准电压和电流；MOS管型基准源：仅用CMOS器件和无源电阻实现的基准源（包括基准电压源和电流源），它适合于在精度要求不高、成本较低的电路中使用。5

7.2

二极管型基准源PNPBipolarBipolar的特点：特性参数重复性好（偏差小），并且能提供确定的正温度系数和负温度系数（VBE电压）；由于CMOS工艺实现的二极管必须在反向偏置条件下使用，因此通常用Bipolar实现等效的二极管，可在正向偏置下使用，并且与普通CMOS工艺兼容。7.2.1CMOS工艺实现的等效二极管6

7.2

二极管型基准源标准CMOS工艺实现的pnpBipolar(VerticalBipolar)由于在CMOS工艺中，p型衬底通常接地，因此PNP晶体管比NPN晶体管更容易实现。7.2.1CMOS工艺实现的等效二极管7

7.2

二极管型基准源标准CMOS工艺实现的pnpBipolar(VerticalBipolar)7.2.1CMOS工艺实现的等效二极管87.2.2由Bipolar产生具有正、负温度系数的电压Eg/q—硅的带隙电压1.单个pn结二极管的正向电压具有负温度系数对于正向导通的二极管（pn结），电流ID与电压VD之间的关系如下所示，其中VT=KT/q为热电压，IS为反向饱和电流（与温度有关）。（假定ID不变）其中，α为比例系数，m为少数载流子迁移率的温度指数，Eg≈1.1eV，为硅的带隙能量，K为波尔兹曼常数（1.38×10-23J/K），T为热力学温度97.2.2由Bipolar产生具有正、负温度系数的电压

VD的温度系数与VD本身的大小以及温度有关。这里作了一阶线性近似，为了提高带隙基准电压源的精度，减小其温度系数，需考虑高阶效应，例如指数曲率补偿型带隙基准电压源。1.单个pn结二极管的正向电压具有负温度系数

（假定ID不变）107.2.2由Bipolar产生具有正、负温度系数的电压2.二个流过不同电流的pn结电压之差具有正温度系数Q1与Q2完全相同，IS1=IS2=ISPNPPNP117.2.2由Bipolar产生具有正、负温度系数的电压3.二个不同尺寸的pn结电压之差具有正温度系数由n个相同的Q1并联组成流过的电流相同12

7.2.3带隙基准电压产生电路1运放的作用：强制Vx=Vy（当增益A很大时）由n个相同的Q1并联组成I1I2I1=I2=2μA13

7.2.3带隙基准电压产生电路1调节电阻R2的大小，可以得到各种温度系数（正、负、零）的基准电压Vref，同时Vref的大小也相应发生变化。在室温条件下基准电压的温度系数:零温度系数14

7.2.3带隙基准电压产生电路1在室温条件下基准电压的温度系数：具体设计时，如何选择n和R1、R2的大小（考虑到功耗和面积）？15

7.2.3带隙基准电压产生电路1Bandgapreference（带隙基准）的由来：VREF=VBE+(1+R1/R2)ln(n)

VT

如果令əVREF/əT=0，则(1+R1/R2)ln(n)VT=-[VBE-(4+m)VT-Eg/q]此时，VREF=VBE-[VBE-(4+m)VT-Eg/q]=Eg/q+(4+m)VT其中,Eg/q-硅的带隙电压，m–少数载流子迁移率的温度指数，VT-热电压因此，当温度T→0时，VREF=Eg/q

（硅的带隙电压，即带隙基准的由来）16

7.2.3带隙基准电压产生电路1

调节电阻R2的大小，可以得到各种电压幅度和温度系数（正、负、零）的基准电压VrefVref温度R2增大1.21VVREF=VBE+(1+R1/R2)ln(n)

VT17

7.2.4带隙基准电压产生电路2M1与M2对称,W/L(M3)=m×W/L(M1/M2)运放AMP使得Vx≈Vy，Q1=nQ2PTAT电流I1=I2=2μA18

7.2.4带隙基准电压产生电路2

调节M3管的宽长比(m的大小)

，可以得到各种电压大小和温度系数（正、负、零）的基准电压Vref具体设计时，如何选择n、m和R1、R2的大小？（考虑到功耗和面积，通常选I1=I2=2μA）19

7.2.4带隙基准电压产生电路2

调节M3管的宽长比(m的大小)

，可以得到各种电压大小和温度系数（正、负、零）的基准电压Vref20

7.2.4带隙基准电压产生电路3PTAT电流I1=I2=2μA21

7.2.4带隙基准电压产生电路322

7.2.4带隙基准电压产生电路3启动电路的工作原理：

刚上电时，电路中的所有电流均为0，M1、M2、M3工作在深度线性区，其Vds近似等于0，因此VA近似等于VDD，使得M5导通（线性区），将VB近似拉到0，从而使得PMOS管M8、M9以及M6和M7开始导通，电流I1、I2和I3增大，输出电压VREF上升，最终电路达到稳定状态。电路启动完毕后，随着VC上升，由于M4的W/L远大于M1~M3的W/L（工作在饱和区时M4的电流远大于M1~M3的电流），导致M4进入线性区，即VDS(M4)<Veff(M4)，则M5的栅电压将会降的足够低，最终使M5截止。此时，电流I0很小，主要由M1~M3的W/L决定。M4的W/L远大于M1~M3的W/L23

影响输出电压Vref精度的因素1）运放的offset电压（Vos）2）运放的开环增益A为有限值开环增益A高→VX≈VY

→输出电压Vref独立于电源电压VDD3）Vref的实际温度特性：由pn结的电压VD和电流ID随温度变化以及运放失调电压变化等引起24

7.3基准电压调节电路由于带隙基准电压的典型值为1.2V，且带负载能力很弱，而实际电路中需要的基准电压/供电电压千差万别，为此需要基准电压调节电路或稳压电源，以产生电路或系统所需要的供电电压。

基准电压调节电路/稳压电源电路的分类：同相输入比例放大器（无带负载能力）：运放+反馈电阻线性稳压电源（LDO:LowDropoutRegulator）：驱动管+反馈电阻开关稳压电源（SWR:SwitchingRegulator）：开关+储能元件DC-DC开关变换器（Inductor-basedSWR）：开关+电感电荷泵（Charge-pump，Capacitor-basedSWR）：开关+电容25

7.3基准电压调节电路基准电压调节电路/稳压电源电路的分类：同相输入比例放大器线性稳压电源（LDO/LDR:LowDropoutRegulator）开关稳压电源（SWR:Switchingregulator）DC-DC开关变换器（Inductor-basedSWR）电荷泵（Charge-pump，Capacitor-basedSWR）26

7.3基准电压调节电路：同向输入比例放大器带隙基准电压如果所需基准电压大于带隙基准电压（1.21V），但小于电源电压VDD，则需要基准电压调节电路。由运放实现的同相输入比例放大器可以调节（放大）输入电压。但只具有电压调节功能，由于运放输出端的驱动能力比较弱，不能驱动大负载。Vref<Vout<VDD27

7.3基准电压调节电路:LDO

LDO的输出端具有较大尺寸的驱动管，以提高带负载能力。LinearVoltageRegulator，LDO:LowDropoutRegulator。输出驱动PMOS管：W尺寸大，正常负载时工作在饱和区。空载时工作在亚阈值区。Vout↑→VF↑→

V1

↓→

V2

↑→

|Vgsp|↓→

|IR|↓Vout↓VFV1V2输出电压的稳定过程：Vout<VDD输出电压的波动，主要由电源电压VDD或负载电流Iout变化所引起。输出端的瞬间大电流主要由Cout提供。假定输出电流不变，Mp工作在饱和区MpEA：误差放大器28

7.3基准电压调节电路:LDOLDO的输出端具有较大尺寸的驱动管，以提高带负载能力。LDO的优点是：电路结构简单，静态电流小，输出电压精度高（纹波小），瞬态响应速度快，可实现片上集成。缺点是：转换效率较低（尤其当输入-输出电压相差较大时），且只能实现降压，不能实现升压。

LDO消耗的功率主要是由输出驱动管Mp引起的，P=VDS×IDS≈VDS×Iout，VDS电压越小，LDO的功耗越小，其转换效率越高。Mp的VDS电压最小值约为0.2V（VDS电压太小，Mp不能工作在饱和区，LDO失去稳压能力），因此，LDO也称为低压差线性稳压电源（LowDropoutRegulator）。LDO可用作芯片内置电源或片外电源。通常用于给模拟电路和射频电路供电（对电源精度要求高的场合）。29

7.3基准电压调节电路:LDOVFV1V2MpEA：误差放大器LDO的稳定性分析-稳定性（相位裕度）是LDO的最关键指标：LDO中有3个极点：分别在V1、V2和Vout处，P1=1/ro1C1，P2=1/ro2C2，Pout=1/roeqCL，其中C2是V2处的等效电容，主要由大尺寸输出驱动管的寄生电容形成。通常应将极点P1和P2置于单位增益频率以外。另外，输出电容的ESR与电容Cout也可以产生1个零点。30

7.3基准电压调节电路:LDO由于输出驱动管的尺寸大、寄生电容Cgs也大，如果直接接到A1的输出端（A1的输出电阻大），将形成低频极点。加入源极跟随器后，由于源极跟随器的输出电阻小，V2处的极点变为高频极点，可提高LDO的相位裕度。LDO的工程实用电路*IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,VOL.42,NO.8,AUGUST2007

31

7.3基准电压调节电路:LDO采用耗尽型NMOS（Vth≈0）实现源极跟随器，否则，如果采用普通NMOS，可能导致误差放大器的有源负载管进入线性区。LDO的工程实用电路Iout=200mA，片外电容=1uFVout=1.5VVDD=3.3V32属于开关电容式电荷泵电路（电容式开关稳压电路）可产生高于输入电压的直流电压（DC-DC变换）：Vout>VDD采用片内可集成的Charge-pump电路形式（外接转移电容）具有升压/降压/反向（形成负电压）功能将输入端的电荷通过转移电容逐渐转移到输出端，达到升压和能量输送的目的带负载能力较强，可提供数十mA级的输出电流输出电压的精度较差（无反馈控制机制）

7.3基准电压调节电路:Charge-pump电荷泵（Charge-pump/Capacitor-basedSWR）的特点：33

7.3基准电压调节电路:Charge-pumpTFT-LCDDriverIC中的电源模块:驱动电压生成关系34Charge-pump的动作原理×2/×3/×4升压电路4倍升压过程（二相不交叠时钟控制二组开关交替开闭）:1)充电周期:1→C21→1’，2→C22→2’，3→C23→3’，每个电容都接到Vin被充电2)电压叠加周期:Vin→C21→C22→C23→Vout=4×Vin（开关4→4’→4’’→4’’’）3)由于模拟开关的导通电阻，升到终值电压需要一定的时间（建立时间）。开关用CMOS开关实现35Charge-pump的动作原理动作原理（二相不交叠时钟控制二组开关交替开闭）：1）充电期间：Vin→1→C11

→1'2）输出电压期间：2→C11

→2'→CL36Charge-pump的特性37Charge-pump的特性383.升压效率1）电压效率=（实际输出电压值/理想输出电压值）×100%2）功率效率（转换效率）=（输出功率值/输入功率值）×100%Charge-pump的特性注意：升压电路只能产生高于输入电压的输出电压（即电压放大），但不能放大输入功率，且升压电路内部有损耗，因此，功率效率恒小于100%。升压电路的内部损耗包括：开关导通电阻的损耗；开关寄生电容的充放电损耗。394.动作频率Charge-pump的特性动作频率增大，单位时间内输送到输出端的能量增加，因此带负载能力加强。同时，输出电压中的纹波将减小。动作频率增大，CMOS开关的寄生电容的充放电平均电流增加，导致消耗电流增加，升压效率降低。405.升压电容（外接转移电容）大小Charge-pump的特性升压电容增大，使得电容中的储能增加，因此，带负载能力提高，而且输出电压中的纹波减小。但建立时间（升压时间）变长。41

7.3基准电压调节电路:DC-DC开关变换器Buck型DC-DC开关变换器的模拟电压控制方式（PWM）将EA的输出Verr与OSC产生的具有固定频率的锯齿波信号进行比较，输出脉冲信号（PWM），该信号的占空比由Verr的大小决定。PWM信号通过驱动电路，驱动功率开关管的通断，从而调节输出电压使其稳定在基准电压值。42

7.3

基准电压调节电路:DC-DC开关变换器DC-DC开关变换器的优点是：转换效率高，带负载能力强，可实现升压、降压和升压-降压。其缺点是：输出电压的纹波较大、EMI噪声较大（原因在于开关式切换）。

主要应用场合：1）给由电池供电的电子产品（IC）提供电源；2）给FPGA、CPU、DSP、ASIC

以及电子系统等消耗电流较大的IC或系统提供电源。通常设置DC-DC开关变换器的输出电压比LDO的输出电压高200~500mV，以克服因LDO的压差过大所引起的LDO转换效率降低的缺点。43工作点偏置电路：给OPAMP提供恒定的偏置电流对电容的恒流源充放电：在电容充放电型振荡电路中，需要精确的电流源对电容进行恒流源充放电。DAC电路中的基准电流：在电流舵式DAC电路中，需要各种精确的二进制加权电流源。

7.4

基准电流产生电路（MOS管型基准源）基准电流的应用场合44工作点偏置电路的作用：

由于偏置电流Ibias决定了OPAMP的增益等诸多特性，为了得到稳定的OPAMP特性，希望偏置电流保持恒定，即要求Ibias不随电源电压、工艺参数以及温度发生变化。工作点偏置电路除了要给OPAMP提供尾电流外，还要给电流源负载提供偏置电流。工作点偏置电路的结构（见下页）：

恒定的基准电流源+

高精度电流镜

7.4

基准电流产生电路（MOS管型基准源）45

工作点偏置电路的结构基准电流源IREF=1~2μA46

1.自偏置基准电流电路（MOS管型基准源）由于Vgs1=Vgs2+IREF×Rb如果忽略沟道长度调制效应，且所有管子都工作在饱和区，则如果进一步忽略体效应（即假定VTH1=VTH2），则有:因此，M3与M4对称，左右两边电流相等。K>1471.自偏置基准电流电路（MOS管型基准源）1）通过正反馈形成自偏置电路（K>1），产生确定的基准电流。2）加入Rb的目的是为了能够产生确定的基准电流（若无Rb，电流不确定）3）如果忽略沟道长度调制效应，所产生的基准电流与电源电压无关，但与工艺和温度有关。4）为了消除沟道长度调制效应的影响，所有管子的L尺寸尽可能选大一些（通常要求L>1um）。5）M2的体效应（M1与M2的Vth不同）将导致基准电流误差。由于加入Rb后减小了M2的Vgs电压，因此为了使两条支路的电流相等，必须将M2的宽长比增大K倍。481.自偏置基准电流电路（MOS管型基准源）带有启动电路的自偏置基准电流源

1）为了使自偏置电源电路正常工作，需要附加一个启动电路使电路离开电流等于0的工作点。2）启动电路只有在基准源电路加电的瞬间起作用，而当基准源电路达到稳定工作点时，启动电路应不影响电路的正常工作。启动电路的工作原理：491.自偏置基准电流电路（MOS管型基准源）带有启动电路的自偏置基准电流源

3）启动电路的工作原理：

刚加电时，电路中的偏置电流为0，由于PMOS管Ms1以二极管方式连接（此时，ID(Ms1)=0，|VGSP(Ms1)|=|VTHP(Ms1)|），使NMOS管Ms3的栅极电压接近VDD-|VTHP(Ms1)|，因此Ms3管导通（深度线性区）并将M3的栅-漏极短接，使得M3和M1构成MOS分压器，因而提供了从VDD经过M3和M1到地的电流通路，使电路中的电流开始逐渐增加。随着电流的增加，Ms2中也有电流产生，如果Ms2的宽长比较Ms1大的多（工作在饱和区时Ms2的电流远大于Ms1的电流），导致Ms2进入线性区，即VDS(Ms2)<Veff(Ms2)，则Ms3的栅电压将会降的足够低，最终使Ms3截止，启动过程结束，基准源电路进入正常工作状态。基准源启动结束后，由于Ms2工作在线性区，MS1和MS2中的电流较小（接近于0），启动电路导致的额外功耗可以忽略不计。50

2.消除体效应的自偏置基准电流电路（a）在PMOS管的源极加入电阻（K1，K2>1）M1与M2对称

为了保证M1工作在饱和区，IREF×Rb<VTHN（b）Iout=IREF/K251

3.工作点偏置电路实例（1）特点：1）由于采用共源共栅电流镜，提高了基准电流源的精度，使其输出电流只取决于其尺寸比例，而几乎与电源电压、工艺参数和温度的变化无关；2）电路(正反馈)稳定工作的条件是：(W/L)15=K(W/L)13（K>1）；3）需要附加启动电路（否则电路有可能稳定在零电流状态）；4）不适应于低电源电压供电。(W/L)15/(W/L)13=452

3.工作点偏置电路实例（2）特点：1）通过采用共源共栅结构，显著减小了沟道长度调制效应的影响，并且在基准电流的输出端也使用了共源共栅结构，以增大基准电流源的输出电阻

；2）电路(正反馈)稳定工作的条件是：(W/L)2=K(W/L)1（K>1）；3）需要附加启动电路（否则电路有可能稳定在零电流状态）；4）不适应于低电源电压供电。(W/L)2/(W/L)1>153

3.工作点偏置电路实例（3）Biasloop----twowide-swingc