《传感器原理及应用技术 》课件第11章

11.1信号变换11.2驱动电路分析及外围电路器件选择思考题与习题

第11章传感器应用技术11.1信号变换

在实际应用中,敏感元件或传感器输出的信号可能是直流电压、直流电流,也可能是交流电压、交流电流,甚至是电阻值、电容值等等。在进行处理、传输、接口、显示记录过程中,常常需要借助于各种信号变换器进行信号变换。

这些变换通常包括： ①利用I-U变换把直流电流（I）变换成直流电压（U）； ②利用u-U变换把交流电压（u）变换成直流电压（U）（亦称AC-DC变换）； ③利用i-U变换把交流电流（i）变换成直流电压（U）； ④利用R-U变换把电阻值（R）变换成直流电压（U）（亦称Ω-U变换）； ⑤利用C-U变换把电容量（C）变换成直流电压（U）； ⑥利用f-U变换把频率（f）变换成直流电压（U）。

11.1.1电流-电压（I-U）变换器 最简单的电流-电压变换电路如图11.1所示。 显然，Uo=IiR,因此,Uo与电流Ii成正比。图11.1最简单的电流-电压变换电路图11.2简单电流-电压变换电路

通常采用高输入阻抗运算放大器,如LM356、CF3140、F071～F074、F353等,可方便地组成电流-电压变换器。一个简单的方案如图11.2所示。它能提供正比于输入电流的输出电压,比例常数就是反馈电阻R,即

Uo=-IiR

如果运算放大器是理想的,那么它的输入电阻为∞,输出电阻为零。R阻值的大小仅受运放的输出电压范围和输入电流大小的限制。 一种大电流-电压变换电路如图11.3所示。该电路中,利用小阻值的取样电阻Rs把电流转变为电压后,再用差动放大器进行放大。输入电流在0.1～1A范围内,变换精度为±0.5%。

根据该电路的结构,只要选R1=R2=RF,R3=R4=R5=R6=Rf,则差动放大倍数为 由上式可见,R7越小,Kd越大。调节Rw2,可以使Kd在58～274内变化。当Kd=100时,电流-电压变换系数为10V／A。运算放大器必须采用高输入阻抗（107～1012Ω）、低漂移的运算放大器。

图11.3大电流-电压变换电路

另一种微电流-电压变换电路如图11.4所示。该电路只需输入5pA电流,就能得到5V电压输出。图11.4中,输入级CH3130本身输入阻抗极高,加上因同相输入端和反相输入端均处于零电位,进一步减小了漏电流。如果对输入端接线工艺处理得好,其漏电流可以小于1pA。 第二极CH3140接成100倍反相放大器。根据输入电流的极性,一方面产生反相的电压输出,一方面提供负反馈,保证有稳定的变换系数。

该电路的一个特点在于反馈引出端不是在Uo,而是在100Ω和9.9kΩ电阻中间。按常规的接法,10GΩ反馈电阻产生的变换系数为1010,即5pA电流产生0.05V电压。但是该电路的反馈从输出电压的1／100分压点引出,将灵敏度提高了100倍。于是,当输出Uo=5V时,反馈电阻两端的电压为50mV,这时所需电流仅50mV／10GΩ=5pA。图11.4微电流-电压变换电路

11.1.2电压-电流（U-I）变换器

1.负载浮动的U-I变换器

一个简单的U-I变换器电路如图11.5所示。它类似于一个同相放大器,RL的两端都不接地。利用运算放大器的分析概念,可得输出电流与输入电压的关系为

调节Rw就可以改变输入电压与输出电流之间的变换系数。通常所用的运算放大器其输出最大电流约为20mA。为了降低运算放大器功耗,扩大输出电流,在运算放大器的输出端可加一个三极管驱动电路,如图11.6所示。该电路的输入为0～1V,输出为0～10mA。图11.5负载浮动的U-I变换电路图11.6一种改进的U-I变换电路

2.负载接地的U-I变换器

一种负载接地的U-I变换电路如图11.7所示。该变换器的工作原理与浮动负载U-I变换器的类似。所不同的是,电流采样电阻R7是浮动的,而负载RL则有一端接地,所以需要两个反馈电阻R3和R4。当R1=R2,R3=R4+R7时,输出电流为图11.7负载接地的U-I变换电路

对于来自传感器的微弱电压信号,实现远距离传输是比较困难的。此时,将电压信号变换为电流信号后再进行长线传输,就可得到满意的效果。图11.8所示就是一个精度较高的电压-电流变换电路。图11.8中,运算放大器A1、A2以及有关元件一起组成差动放大器,其共模和差模输入阻抗高达109Ω。A1和A2经过选配,可获得很低的温度漂移和很强的共模抑制能力。放大倍数在34～200之间连续可调。图11.8高精度U-I变换电路

运算放大器A3以及周围元件组成一个高精度的压控双向电流源。当Ui=0时,A3的输入也为零,达到平衡,其静态电流在Rb上产生压降,给四只晶体管提供一定的偏置。当A3

的输入端出现差动信号时,其正、负电源线上的两个电流就不相等,二者朝相反的方向变化,从而使复合管V1V2、V3V4的电流也朝相反的方向变化,这两个电流的差值就是输出电流Io。 从复合管的发射极取出负反馈信号给A3,不仅提高了输出电流Io的稳定性,而且抑制了共模信号对输出的影响。采用复合管可提供很大的负载电流,负载既可直接接地,也可浮动,并且能带动多个负载同时工作。

11.1.3交流电压-直流电压（u-U）变换器和 交流电流-直流电压（i-U）变换器 把交流电压变换成直流电压亦称AC-DC变换。图11.9是使用二极管的整流电路,利用半波整流把交流电变成直流电。直流输出电压Uo可用下式表示： 式中:Um是被测交流电压的峰值。但是,从图11.10所示的硅二极管的正向伏安特性可以看出,用硅二极管进行半波整流时,如果Um

＜0.5V,则输出电压Uo≈0。显然,该电路不能把峰值在0.5V以下的交流电压转换成直流电压。

为此,可采用图11.11(a)所示的由运算放大器构成的线性整流电路。这时,Um与Uo呈线性关系,如图11.11(b)所示。实际应用中,图11.11(a)所示电路的输出端对地还要接滤波电容,使输出电压Uo平滑。图11.9简单整流电路图11.10硅二极管的正向伏安特性曲线图11.11由运算放大器构成的线性整流电路（a）使用运算放大器的整流电路；（b）修正后的硅二极管正向伏安特性曲线

如果要测量输入正弦波的有效值,还需增加一级放大器并能对放大器的增益进行调整,以便对输入正弦波的有效值进行校准。图11.12所示就是一种实用的电路。 该电路是由半波整流电路和平均值-有效值转换器构成的线性变换电路。考虑到下级是反相放大器,图中V2的输出（即R5的输入）是负半周整流波形。20μF电容起平滑作用,使输出得到直流。与R7相串的电位器Rw用来调整,可使平均值等于有效值。输出端将得到与交流电压的有效值相等的直流电压输出。

i-U变换即把交流电流变换成直流电压,可按照图11.13所示的方框图进行。

图11.12实用交流电压-直流电压变换电路图11.13i-U变换器方框图 11.1.4电阻-电压（R-U或Ω-U）变换器 把电阻值变换成直流电压的一种电路如图11.14所示。Ux与电阻Rx有如下关系：

电源电压Es和分压电阻Rs均为定值,于是电阻Rx就可变换成直流电压Ux。但是Ux与Rx呈非线性关系,实际中很少采用。 图11.15是使用运算放大器的R-U变换电路。该电路为反相比例放大器,其输出电压Uo为

Es和Ri均为定值,于是电阻Rx就可转换成直流电压Uo,且Uo

与Rx成正比关系。但是,连接Rx的a、b两端均对地浮置,易受干扰,这是该电路的缺点。图11.14电阻分压式R-U变换电路图11.15使用运算放大器的R-U变换电路

如果使用恒流源进行R-U变换,如图11.16所示,就能取得很好的变换效果。因为无论Rx的阻值如何变化,流过Rx的电流Is恒定,有

Ux=Is

Rx

Ux与Rx成正比,且图中b端可以接地。图11.17所示就是利用运算放大器作恒流源的一个例子。图11.16使用恒流源的R-U变换电路图11.17用运算放大器作恒流源的变换电路

11.1.5电容-电压（C-U）变换器 这里介绍一种C-U实用电路。它由ICM7556（国产型号有CC7556、5G7556）双时基集成电路和阻容元件构成,如图11.18所示。它有5个电容挡：200pF、2nF、20nF、200nF、2μF。A1、A2是7556内部的两个完全相同的单时基电路。A1和R1、C1组成多谐振荡器。由于未接定时电阻,所以振荡脉冲的占空比q1接近100%,振荡频率f0=90Hz,周期T=0.011s。A1的输出送至A2触发端。A2和R2～R6、电容Cx组成单稳触发器。 例如,对200pF挡,A2输出的脉冲宽度为

to≈R2Cxln3=10×106Cx×1.1=1.1×107Cx

图11.18C-U变换电路

A2输出的脉冲占空比为 即

Cx=q2×10-9=1000q2×10-12=1000q2(pF)

当q2=0.1%时,Cx=1pF；当q2=20%时,Cx=200pF。 因为Cx与q2成正比,而q2又与A2输出电压的平均值Uo有关,所以,Uo的值就代表着Cx的大小。如图中所示,如果接上数字面板表还可直接显示Cx的值,而RP1、RP2分别用来调节满量程和零点。

11.1.6电压-频率（U-f）变换器（简称VFC）和频率-电压（f-U）变换器（简称FVC）

VFC是输出信号频率正比于输入信号电压的线性变换装置,其传输函数可表示为

fo=KUi

FVC是输出信号电压正比于输入信号频率的线性变换装置,其传输函数可表示为

Uo=Qfi

由于集成U-f与f-U变换器不需要同步时钟,因此,其成本比A／D（模数转换器）和D／A（数模转换器）低得多,与计算机连接时,特别简单。另外,电压模拟量经U-f变换成频率信号后,其抗干扰能力大为增强,故非常适用于远距离传输,在遥控系统以及噪声环境下,更显示出它的必要性。

目前,U-f和f-U变换器有模块式（混合工艺）和单片集成（双极工艺）式两种。通常,单片集成式是可逆的,即兼有U-f和f-U功能,而模块式是不可逆的。 对于理想的VFC和FVC，K、Q应该为常数,特性应该为通过原点的直线,但实际上会出现非线性误差。 模块式VFC常采用恒流恢复型,FVC采用精密电荷分配器和积分平均电路。 单片集成式VFC大致分为超宽扫描多谐振荡器式和电荷平衡振荡器式,FVC基本分为脉冲积分式和锁相环式。

VFC和FVC电路都可以用运算放大器加上一些元件组成。然而由于目前单片集成式VFC、FVC和模块式VFC、FVC组件已大量商品化,它们只要外接极少元件就可构成一个高精密的VFC或FVC电路。如国产5GVFC32、BG382等及国外产AD6508、LM131／231／331等。 下面介绍一下LM331。

LM331是一种简单、廉价的VFC单片式集成电路,它的特点是： ①保证的最大线性度为0.01%; ②双电源或单电源工作； ③脉冲输出与所有逻辑形式相容； ④最佳温度稳定性的最大值为±50×10-6／℃; ⑤低功率消耗,5V下的典型值为15mW； ⑥宽的满量程频率范围：1Hz～100kHz。

LM331的封装及引脚排列如图11.19所示。图11.19LM331的封装及引脚排列 LM331的电原理框图如图11.20所示,它包括一个开关电流源、输入比较器和单脉冲定时器。图11.20LM331的电原理框图

电压比较器将正输入电压UI（7脚）与电压Ux比较,若UI大,则比较器启动单脉冲定时器,定时器的输出将同时打开频率输出晶体管和开关电流源,周期为t=1.1RtCt。在这个周期中,电流i通过开关电流源向电容CL充电,电荷为Q=it。当充电使Ux大于UI时,电流i被关断,定时器自行复位。 此时,1脚无电流流过,电容CL上的电荷逐渐通过RL放掉。直到Ux等于UI以后,比较器将重新启动定时器,开始另一个循环。 输入电压UI越大,定时器工作周期越短,输出频率fo越高,且fo正比于UI

。

LM331的典型应用如图11.21所示。图11.21LM331的典型应用 LM331构成的精密VFC电路如图11.22所示。电路中标有*号的元件稳定性要好,标有**号的元件,对Us=8～22V,元件阻值用5kΩ或10kΩ,而对Us=4.5～8V,电阻必须是10kΩ。A1应选用低失调电压和低失调电流的运算放大器。图11.22精密VFC电路

LM331也可方便地用于频率-电压变换器（FVC）,如图11.23所示。在图示的电路中,fi的输入脉冲经C-R网络微分,其6脚上的负沿脉冲引起输入比较器输出,触发定时电路动作,使输出Uo为一脉动直流电压,该电压的大小正比于输入信号的频率fi

。图11.23精密FVC电路

11.1.7电压-脉宽（U-H）变换器

U-H变换器是用来将电压信号变换为脉冲宽度信号的变换器。变换后输出的脉冲周期T是固定的,而脉冲宽度H随输入电压信号而变化,两者呈线性关系。

U-H输出的脉冲信号的直流分量与输入电压成正比关系,因此,只需简单的RC滤波电路即可复现原模拟电压信号。U-H变换器输出的脉冲信号可以很方便地驱动发光器件,进而完成光电隔离。 下面结合图11.24所示的U-H变换器原理电路,介绍它的工作情况。该电路由三角波发生器、比较器及输出级三部分组成。图11.24U-H变换器原理电路

三角波发生器由具有正反馈的运算放大器A1及阻容元件R4、C组成。 若设起始时A1输出为正向限幅电压Uw,它一方面通过R1、R2正反馈电路使A1同相端的电压为

同时,Uw通过R4对电容C充电,使UF（=UC）逐渐增大。A1实质上是一个比较器,当UF=U1时,A1翻转,输出由正向限幅电压突变为负向限幅电压-Uw,同相端的电压变为

与此同时,电容C通过R4放电,使UF（=UC）逐渐减小。当UF=U2时,A1再次翻转,输出由-Uw又跳回Uw,UT由U2跳回U1,Uw又开始向电容C充电。如此循环,形成自激振荡,在三角波发生器输出端（即电容C两端）得到峰值为±Uw

的近似三角波电压。 三角波发生器的各点波形（Uo1,UT,UC）如图11.25所示。图11.25三角波发生器各点波形图

输出的三角波实际上是由电容C充、放电的指数曲线交替组合而成的。 因为充电与放电回路相同,充电及放电电压对称于零点,所以充、放电的持续时间相同,均为振荡周期的一半。要计算三角波的周期T,只需计算其中的一个放电过程然后乘2即可。 根据RC电路瞬态过程的分析,可得

已知τ=R4C,当t=0+时,即放电过程刚开始瞬间：

当t∞,UC(∞)=-Uw时,于是有 考虑到当时,,得

整理得

根据选择的R1、R2、R4及C的数值,就可确定三角波的振荡周期T。 比较器部分很简单,由A2完成比较。 比较器A2处于开环工作状态,它把输入电压Ui与三角波电压UC进行比较。当UC

＜Ui时,A2

输出正向饱和值；当UC

＞Ui时,A2输出负向饱和值。A2的输出是矩形脉冲波,如图11.26所示。矩形波的周期等于三角波的周期,是恒定值。图11.26比较器A2的输出波形

图11.26所示的脉冲宽度H可利用相似三角形的关系求得。由图11.27可见： 式中U1为三角波幅值。由前面推导知 于是有图11.27H与Ui的关系

显然,脉冲宽度H与输入信号Ui成线性关系。 为了使U-H变换器的量程及零点满足设计要求,常在A2的同相端引入一负的偏置电压（-Ub）,此时： 为保证三角波的良好线性,通常Uw=4～5V。11.2驱动电路分析及外围电路器件选择

11.2.1驱动电路分析

实际中,像热电偶那样可以直接输出电压的传感器很少,大多数传感器都必须有驱动电路。 驱动电路通常采用的是恒压工作（恒压驱动方式）或恒流工作（恒流驱动方式）。 有的传感器适合在恒压条件下工作,有的传感器则适合在恒流条件下应用。恒压电路常使用在不需要很高精度的地方,而在高精度的场合恒流电路是不可缺少的。 下面举例进一步说明这个问题。

大家知道,压阻式半导体应变片传感器通常是在基片上扩散出四个电阻,这四个电阻一般接成电桥,使输出信号与被测量成正比,并且在受到应力作用后,使阻值增加的两个电阻对接,电阻减小的两个电阻对接,使电桥的灵敏度最大。电桥的驱动电源既可采用恒压源供电,也可采用恒流源供电。 （1）恒压源供电。假设四个扩散电阻的阻值起始都相等且为R,当有应力作用时,两个电阻的阻值增加,增加量为ΔR

；两个电阻的阻值减小,减小量为-ΔR；另外由于温度影响,使每个电阻都有ΔRT的变化量。根据图11.28,电桥的输出为

整理后得

如ΔRT=0,即没有温度影响,则

此式说明电桥输出与ΔR／R成正比,也就是与被测量成正比；同时又与U成正比。这说明电桥的输出与电源电压的大小与精度都有关。

如ΔRT≠0,则Usc与ΔRT有关,也就是与温度有关,而且与温度的关系是非线性的,所以用恒压源供电时,不能消除温度的影响。

2）恒流源供电。恒流源供电时的电路如图11.29所示。假设电桥两个支路的电阻相等,即RABC=RADC=2（R+ΔR

T）,故有

因此电桥的输出为

整理后得

Usc=IΔR

电桥的输出与电阻的变化量成正比,即与被测量成正比,当然也与电源电流成正比。但是电桥的输出与温度无关,不受温度影响,这是恒流源供电的优点。图11.28恒压源供电图11.29恒流源供电

压阻式半导体应变片的温度稳定性差,在高精度测量的场合,就必须采用恒流驱动电路。 当然,对传感器的测量电路、变换电路、放大电路、校正电路等外围电路,都应根据实际要求,选择合适的恒压工作或恒流工作。 关于恒压（稳压）问题的参考文献很多,这里不作介绍,下面着重讨论恒流源。 恒流源电路可由分立元件与运算放大器组成,但是利用恒流器件组成的电路则更加简单。专用的恒流元件有恒流二极管、三端可调恒流源和四端可调恒流源,它们的优点是体积小,允许浮置,不需附加电源,使用方便。用三端和四端可调恒流源,外接一个或两个电阻,就可构成两端恒流器件。通过调节外接电阻的阻值,就可调整输出电流值和电流温度系数,使其满足不同应用的要求。

1.CW334三端可调恒流源 图11.30所示为CW334内部等效原理电路。图中R是外接电阻,V1、V2、V4和V5组成恒流源,V2、V3和V6组成三级误差信号放大器。图11.30CW334内部等效原理电路

在V+和V-两端刚加上电压的瞬间,由于C1上的电压不能突变,V2

管集电极电位和V-端电位相等,因此V4管的集射极间电压等于外加电压。此时,V4

管的穿透电流Iceo4涌向电容C1,使C1上积累的电荷逐渐增加。当C1上的电压达到某一数值时,Iceo4会有部分注入V3的基极,而Ib3的增加会使Ic3增大,Ic3的增大引起Ib4增大,而Ib4的增大导致Ic4增大,Ic4的增大又进一步使Ib3增大。这是一个正反馈过程。同时,Ic3的增大也带来Ib5增大,Ic5流过V1,从而建立V1和V2的工作点,完成启动过程。这一过程所需的时间和所设置的电流大小有关。若设置电流大,则所需时间短。例如,ISET=1mA,所需时间约为5μs。 V1、V3和V6构成的负反馈环节,用以稳定设置的电流。外接电阻R将设置电流的变化转换为误差电压信号送入V2管基极（Ube2=Ube1+UR）,V2和V3将误差信号放大、反相。 稳流过程如下： ISET↑→UR↑→Ub1↑→Ib2↑→Ic2↑→Ib3↓→Ic3↓→Ib6↓→Ic6↓

ISET↓(V4为恒流管) CW334的主要电路功能是在R端输出一个相对于V-端的64mV电压（25℃时）。这个电压的特点是随外加电压变化甚小,随温度变化呈线性关系。该电压是利用V1和V2两管发射极电流密度不等得到的,因此,温度对V1和V2两管的Ube影响不同,其温度系数之差的典型值为0.336%／℃。 用CW334构成恒流源很简单,只要外接一只电阻即可,如图11.31(a)所示。设置电流是指流入V+端的电流,在温度为25℃时,UR相对于V-是64mV。但在求R值时,还应将V-端电流加以考虑,所以

系数18／17是一个典型值。要想获得准确的ISET值,还应根据实际测试调整R的值。 当需要零温漂的电流源时,按照图11.31(b)进行连接。电路中利用了外接二极管的负温度特性对CW334进行补偿。只要仔细选择这些外接元件,就可得到满意的恒流效果。图11.31CW334应用电路

2.4DH、3CR型精密集成电路恒流管 杭州大学生产的4DH、3CR型恒流管是以温度系数低、电流稳定度高和产品一致性好为特征的精密集成电路恒流器件。由于采取了全新设计,新一代系列化产品从电性能指标到内在质量均有突破性进展。该产品的突出优点是：电流稳定度高,温度特性优良,耐压高,起始电压低,恒定电流和温度系数可调（4DH型）。实际使用呈二端式,串入有关电路中提供恒定电流。使用十分方便灵活。主要应用于各类传感器、直流放大器、光电转换电路、基准电压源、光电源、稳压电源和充电器等电路中的恒流供电或限流保护。图11.32恒流管的输出电流特性

不论是4DH型还是3CR型恒流管,当其正、负两端间电压从零增加时,其输出电流变化如图11.32所示。其中US为起始电压,UM为最高工作电压,IH为恒定电流值。表征恒流管的其它重要参数还有：电流稳定度SI——正、负两端间电压变化1V引起的IH的相对变化率；电流温度系数CI——温度变化1℃所引起的恒定电流的相对变化率；最大耗散功率PM——恒流管能承受的最大功耗。各种型号的恒流管参数见表11.1。表11.15μA～10A恒流器件的主要参数 4DH1型、4DH2型、4DH5型、4DH7、HVC2型采用B-3四引线金属管壳封装,3CR3型、3CR3H型采用B-3三引线金属壳封装或TD92L塑料封装。

4DH型及HVC2型、3CR型恒流管的电路符号如图11.33所示。图11.334DH型、HVC2型及3CR型恒流管的电路符号（a）4DH型、HVC2型（b）3CR型

图11.34给出了B-3四引线管座管脚排列及B-3三引线塑料管座管脚排列。图11.34管脚排列图11.35连接方式

恒流管的使用方法如下。 （1）根据所选恒流管型号,参照图11.35所示连接方式,接妥外接电阻R、RC（对4DH型）或外接电阻R（对3CR型）,或外接电阻R+、R-（对HVC2型）。其中,RC、R的阻值按所选恒流管型号由以下方法决定。 ①4DH1型：恒流值IH与R、RC的关系为 对一定的IH值,可对应无数对R、RC,具有不同的温度系数C11值。当RC／R=4时,C11<0,由上式计算可得,此时IH与R的关系为IH=330mV／R,RC=4R；当RC

／R＜4时,C11＜0；当RC

／R＞4时,C11

＞0。RC

／R与4相差越大,C11的绝对值越大。 ②4DH5型：恒流值IH与R、RC的关系为 当RC／R=1.26时,＜10-4／℃,此时IH=1030mV／R,RC=1.26R；当RC／R＜1.26时,C11

＜0；当RC

／R＞1.26时,C11

＞0。RC／R与1.26相差越大,C11

的绝对值越大。 ③3CR3、3CR3H、4DH7型：恒流值IH与R的关系为

④HVC2型：恒流值IH与R+、R-的关系为

当R-／R+=7.8时,C11>0。若R-／R+＞0,则C11＞0；R-／R+＜0,则C11

＜0。 （2）不论哪种型号的恒流管,将接U+的引线视为正端,将接V-的引线视为负端,把正端接电路高电位处,负端接电路的低电位处,串入需恒流的电路中即可起到稳定电流的作用。 （3）可在JT-1型或QT-1型等晶体管特性图示仪上观察伏安特性,测试方法与普通二极管相同。接上电阻后,视接恒流管U+的引线为正端,视接U-的引线为负端,如接线无误,图示仪上应出现如图11.32所示的曲线。

（4）恒流管获得低温度系数的方法：对4DH型,按所需恒流源的电流大小,由使用方法（1）所述公式求出与低温度系数对应的R、RC值,按此值选好低温度系数的电阻器,按照连接图接妥后,测量电流温度系数。若C11＞0,则可减小RC,增大R；若C11

＜0,则可增大RC,减小R。反复调节,直至满意为止。对HVC2型恒流管,获得低温度系数的方法与4DH型的类似。对3CR3、4DH7型,只要选用低温度系数电阻为R即可。

注意事项： ①不同型号的恒流管,其连接方式不同,切勿搞错。 ②不论电阻R或RC,均不能短路,否则会使电流激增,导致管子损坏。 ③为防止外界干扰,减小时漂,可在R或RC上并联电容器,电容器的容量约为几十pF至100pF。 ④初次使用前先在晶体管特性图示仪上观察伏安曲线,以便判断连接方式是否正确,防止因连接有误引起工作不正常甚至损坏恒流管。 ⑤对4DH2型恒流管,当其工作电流较小时,为增加稳定性,可在恒流管与负载之间串接5～10kΩ的电阻。 ⑥4DH型、3CR型、HVC2型恒流管构成恒流源,最终是二端形式,故有关恒流二极管的应用电路均可引用,且可比恒流二极管达到更优性能并具有更大的灵活性。 ⑦利用简单扩展电路,即可将上述恒流管电流上限、耐压上限分别增至数安培、数百伏。如对3CR3型,一种简单的方法是在2、3端间加接电阻R′,如图11.36所示,就可将电流上限增大或起到减小3CR3功耗的作用。若取流过R′的电流IH的一半,则R′可由下式估算：图11.363