《计算机电子电路技术-电路与模拟电子部分》课件第6章 放大电路分析基础

第6章放大电路分析基础6.1放大电路工作原理6.2共发射极放大电路的静态分析6.3共发射极放大电路的动态分析6.4工作点稳定的典型电路——射极偏置电路6.5共集电极电路——射极输出器6.6共基极电路6.7场效应管放大电路6.8多级放大器6.9放大电路的频率特性6.1放大电路工作原理6.1.1放大电路的组成原理

(1）必须保证BJT工作在放大区

（2）必须保证信号的放大图6.1中使用两个电源UBB和UCC，给使用者带来不便，为此，常采用单电源，即将Rb接至UCC，如图6.2(a)所示。习惯画法如图6.2(b)所示。图6.1共发射极基本放大电路6.1.2直流通路和交流通路输入信号为零时，电路只有直流通路，当考虑信号的放大时，我们应考虑电路的交流通路。所以，在分析、计算具体放大电路前，应分清放大电路的交、直流通路。由于放大电路中存在着电抗元件，所以直流通路和交流通路不相同。对于直流通路来说，电容被视为开路，电感被视为短路；对于交流通路，电容和电感应作为电抗元件处理，当其电抗与所在回路的串联电阻相比可忽略其作用时，电容一般按短路处理，电感按开路处理。直流电源因为其两端电压值固定不变，内阻视为零，故在画交流通路时也按短路处理。图6.2单电源共发射极放大电路

图6.3(a)、(b)是对图6.2按上述原则考虑后的直流通路和交流通路。放大电路的分析，包含两个部分：

(1)直流分析。又称为静态分析，主要求出电路的直流工作状态，即求出基极直流电流IB；集电极直流电流IC；集电极与射极间直流电压UCE。

(2)交流分析。又称动态分析，主要求出电压放大倍数、输入电阻、输出电阻等。图6.3基本共发射极电路的交、直流通路

(a)直流通路；(b)交流通路6.2共发射极放大电路的静态分析6.2.1解析法确定静态工作点根据放大电路的直流通路，可以估算出该放大电路的静态工作点。由图6.3(a)，首先由基极回路求出静态时基极电流IBQ：(6―1)

由于晶体三极管导通时，UBE变化很小，可视为常数，一般

硅管UBE=0.6V~0.8V，取0.7V

锗管UBE=0.1V~0.3V，取0.2V

当UCC、Rb已知，由(6―1)式可求出IBQ。根据三极管各极电流关系，可求出静态工作点的集电极电流ICQ。

ICQ=βIBQ(6―3)

再根据集电极输出回路可求出UCEQUCEQ=UCC-ICRc(6―4)

例1估算图6.2放大电路的静态工作点。设UCC=12V，Rc=3kΩ，Rb=280kΩ，β=50。解：根据公式(6―1)、(6―3)、(6―4)得6.2.2图解法确定静态工作点三极管电流、电压关系可用其输入特性曲线和输出特性曲线表示。我们可以在特性曲线上直接用作图的方法来确定静态工作点。将图6.3(a)直流通路，改画成图6.4(a)，由图中的a、b两端向左看，其iC~uCE关系由三极管中iB=IBQ的输出特性曲线确定，其

，如图6.4(b)所示。由图中的a、b两端向右看，电流iC与uCE关系由回路的电压方程表示：

uCE=UCC-iCRc

令iC=0，uCE=UCC，得M点；令uCE=0,

，得N点。将M、N两点连接起来，即得一条直线，称为直流负载线，它反映了直流电流、电压与负载电阻Rc的关系。图6.4静态工作点的图解法

由于在同一回路中只有一个iC值和uCE值，即iC、uCE既要满足图6.4(b)所示的输出特性，又要满足图6.4(c)所示的直流负载线，所以电路的直流工作状态，必然是IB=IBQ的特性曲线和直流负载线的交点，只要知道IBQ即可，一般通过(6―2)式可直接求出，Q点的确定如图6.4(d)所示。

由上可得出用图解法求Q点的步骤：

(1)在输出特性曲线坐标中，按直流负载线方程uCE=UCC-iCRe，作出直流负载线。

(2)由基极回路求出IBQ。

(3)找出iB=IBQ这一条输出特性曲线，与直流负载线的交点即为Q点。读出Q点坐标的电流、电压值即为所求。例2如图6.5(a)电路，已知Rb=280kΩ，Rc=3kΩ，UCC=12V，三极管的输出特性曲线如图6.5(b)，试用图解法确定静态工作点。图6.5例2电路图

解：首先写出直流负载方程，并作出直流负载线：连接这两点，即得直流负载线。然后，由基极输入回路，计算IBQ

直流负载线与iB=IBQ=40μA这一条特性曲线的交点，即为Q点，从图上查出IBQ=40μA，ICQ=2mA，UCEQ=6V，与例1结果一致。6.2.3电路参数对静态工作点的影响

1.Rb对Q点的影响为明确元件参数对Q点的影响，当讨论Rb的影响时，固定Rc和UCC。Rb变化，仅对IBQ有影响，而对负载线无影响。如Rb增大，IBQ减小，工作点沿直流负载线下移；如Rb减小，IBQ增大，则工作点沿直流负载线上移，如图6.6(a)所示。

图6.6电路参数对Q点的影响(a)Rb变化对Q点的影响；(b)Rc变化对Q点的影响；(c)UCC变化对Q点的影响2.Rc对Q点的影响

Rc的变化，仅改变直流负载线的N点，即仅改变直流负载线的斜率。

Rc减小，N点上升，直流负载线变陡，工作点沿iB=IBQ这一条特性曲线右移。

Rc增大，N点下降，直流负载线变平坦，工作点沿iB=IBQ这一条特性曲线向左移。如图6.6(b)所示。3.UCC对Q点的影响

UCC的变化不仅影响IBQ，还影响直流负载线，因此，UCC对Q点的影响较复杂。

UCC上升时，IBQ增大，同时直流负载线M点和N点同时增大，故直流负载线平行上移，所以工作点向右上方移动。

UCC下降，IBQ下降，同时直流负载线平行下移，所以工作点向左下方移动，如图6.6(c)所示。实际调试中，主要通过改变电阻Rb来改变静态工作点，而很少通过改变UCC来改变工作点。6.3共发射极放大电路的动态分析6.3.1图解法分析动态特性通过图解法，我们将画出对应输入波形时的输出电流和输出电压波形。由于交流信号的加入，此时应按交流通路来考虑。如图6.3(b)所示，交流负载R′L=Rc∥RL。在有信号作用下，三极管的工作状态的移动不再沿着直流负载线，而是按交流负载线移动。因此，分析交流信号前，应先画出交流负载线。1.交流负载线的作法交流负载线具有如下两个特点：交流负载线必通过静态工作点，因为当输入信号ui的瞬时值为零时(忽略电容C1和C2的影响)，其电路状态和静态时相同。另一特点是交流负载线的斜率由R′L表示。因此，按上述两个特点，可作出交流负载线，即过Q点作一条ΔU/ΔI=R′L的直线，就是交流负载线。

具体作法如下：首先作一条ΔU/ΔI=R’L的辅助线(此线有无数条)，然后过Q点作一条平行于辅助线的线即为交流负载线，如图6.7所示。由于R’L=Rc∥RL，所以R’L＜Rc，故一般情况下交流负载线比直流负载线陡。交流负载线也可以通过求出在uCE坐标的截距，把两点相连即可。由图6.8可看出

U’CC=UCEQ+ICQR’L

连接Q点和U’CC点即为交流负载线。图6.7交流负载线的作出

例3作出图6.4(a)的交流负载线。已知特性曲线如图6.4(b)所示，UCC=12V，Rc=3kΩ，RL=3kΩ，Rb=280kΩ。解：首先作出直流负载线，求出Q点，如例2所示。为方便将图6.5(b)重画于图6.8。

R’L=Rc∥RL=1.5kΩ

作一条辅助线，使其

图6.8

取ΔU=6V、ΔI=4mA，连接该两点即为交流负载的辅助线，过Q点作辅助线的平行线，即为交流负载线。可看出U’CC=9V，与按U’CC=UCEQ+

ICR’

L=6V+2×1.5=9V相一致。2.交流波形画出为便于理解，我们代入具体的数值进行分析。仍以例3为例，设输入交流信号电压ui=Uimsinωt，则基极电流将在IBQ上叠加ib，即iB=IBQ+Ibmsinωt，如电路能使Ibm=20μA，则得

iB=40μA+20sinωt（μA）从图6.8可读出相应的集电极电流ic和电压uCE值。列于表2.1，画出波形，如图6.9所示。

表6.1图6.9共发射极放大器各极电流电压波形

由以上可看出，在放大电路中，三极管的输入电压uBE、电流iB，输出端的电压uCE、电流iC均含直流和交流成分。交流是由信号ui引起的，是我们感兴趣的部分。直流成分是保证三极管工作在放大区不可少的。在输入端，直流成分上叠加交流成分，然后进行放大；在输出端，用电容将直流隔掉，取出经放大后的交流成分。它们的关系式为UBE=UBEQ+ube=UBEQ+UbemsinωtiB=IBQ+ib=IBQ+IbmsinωtiC=ICQ+ic=ICQ+IcmsinωtuCE=UCEQ+uce=UCEQ+Ucemcosωt

由图6.9可看出，基极、集电极电流和电压的交流成分保持一定的相位关系。ic、ib和ube三者相位相同；uce与它们相位相反。即输出电压与输入电压相位是相反的。这是共发射极放大电路的特征之一。6.3.2放大电路的非线性失真作为对放大电路的要求，应使输出电压尽可能地大，但它受到三极管非线性的限制。当信号过大或者工作点选择不合适，输出电压波形将产生失真。由于是三极管非线性引起的失真，所以称为非线性失真。图解法可以在特性曲线上清楚地观察到波形的失真情况。

1.由三极管特性曲线非线性引起的失真这主要表现在输入特性的起始弯曲部分，输出特性间距不匀，当输入信号比较大时，将使ib、uce、ic正负半周不对称，即产生了非线性失真，如图6.10所示。图6.10三极管特性的非线性引起的失真图6.10三极管特性的非线性引起的失真2.工作点不合适引起的失真当工作点设置过低，在输入信号的负半周，工作状态进入截止区，因而引起ib、iC和uCE的波形失真，称为截止失真。由图6.11(a)可看出，对于NPN三极管共e极放大器，截止失真时，输出电压uCE的波形出现顶部失真。图6.11静态工作点不合适产生的非线性失真

(a)截止失真；(b)饱和失真

如果工作点设置过高，在输入信号的正半周，工作状态进入饱和区，此时，iB继续增大而iC不再随之增大，因此引起iC和uCE产生波形失真，称为饱和失真。由图6.11(b)可看出，对于NPN三极管共e极放大器，当产生饱和失真时，输出电压uCE的波形出现底部失真。如放大电路用PNP三极管，波形失真正好相反。截止失真导致uCE底部失真；饱和失真导致uCE顶部失真。

正由于上述原因，放大电路存在最大不失真输出电压幅值Umax或峰—峰值电压Up―p。最大不失真输出电压是指：当工作状态已定的前提下，逐渐增大输入信号，三极管尚没进入截止或饱和时，输出所能获得的最大电压输出。如ui增大首先进入饱和区，则最大不失真输出电压受饱和区限制，Ucem=UCEQ-Uces；如首先进入截止区，则最大不失真输出电压受截止区限制，Ucem=ICQ·R’Ｌ，最大不失真输出电压值，选取其中小的一个。如图6.12所示，ICQR’L＜(UCEQ-Uces)，所以Ucem=ICQ·R’L。图6.12最大不失真输出电压

关于用图解法分析动态特性的步骤，可归纳如下：

(1)首先作出直流负载线，求出静态工作点Q。

(2)作出交流负载线。根据要求从交流负载线画出电流、电压波形，或求出最大不失真输出电压值。

用图解法分析动态，可直观地反映输入电流与输出电流、电压的波形关系。形象地反映了工作点不合适引起的非线性失真，但它对交流特性的分析，如对电压放大倍数、输入电阻、输出电阻的计算十分麻烦，有的根本就无能为力。所以图解法主要用来分析信号的非线性失真和大信号工作状态(其它方法不能用)。至于对交流特性的分析多采用微变等效电路法。6.3.3简化微变等效电路分析法

1.BJT的等效电路前面介绍的计算法和图解法是分析放大电路的两个基本方法。计算法的特点是简捷，图解法的特点是直观。但在分析多级放大器，尤其是带负反馈的放大器时，还要考虑到各级之间的相互影响，需要计算各级放大电路的输入电阻、输出电阻及放大倍数，这时仅仅依靠前面叙述的基本方法还有一定的困难，因此有必要进一步掌握BJT的微变等效电路的计算方法。

微变等效电路法的主要思路，就是设法将一个非线性的BJT元件用一个线性电路来等效，这样就可以很方便地运用线性电路的计算方法来分析放大器了。所谓等效，就是指在一定的条件下，两种不同的事物在外观上或实质上具有相同的效果。对于BJT而言，其等效的条件就是“输入、输出信号都比较小”，即工作在小信号下。我们知道，一只晶体管总是由输入回路和输出回路两部分组成，如图6.13(a)所示。

与输入回路相对应的是BJT的输入特性曲线，如图6.13(c)所示；与输出回路相对应的是BJT的输出特性曲线，如图6.13(d)所示。所以，讨论BJT的等效电路就要从它的特性曲线着手。

图6.13BJT的等效电路的导出1)BJT输入回路的等效电路

BJT的输入端b、e极之间可以等效为一个电阻rbe，称为BJT的输入电阻，见图6.13(b)的左边。由BJT的输入特性曲线分析知道，rbe是一个非线性电阻，但如果当输入信号电压ΔUBE很小时，基极电流变化范围ΔIB也很小，这时可将输入特性曲线上工作点Q附近的一小段曲线用一直线来代替，由此求得(6―5)

并可近似认为rbe是一个线性电阻，如图6.13(c)所示。在常温小信号下

一般情况下，当IE=1mA~2mA时，小功率BJT的rbe≈1kΩ左右。rbb′是基区体电阻，低频管的rbb′=300Ω，高频小功率管的为几十欧到一百欧。本书一般采用rbb′=300Ω。(6―6)2)BJT输出回路的等效电路

BJT的输出特性尽管比较复杂，但只要抓住它的电流放大这个最本质的一环，就抓住了问题的根本。基于这样的认识，我们略去输出特性上的一些次要因素，将特性曲线近似为一组水平的直线，就可认为iC只受iB的控制，而与uCE无关了，即可认为iC具有恒流ΔIC=βΔIB的特性，如图6.13(d)所示。当BJT输出端c、e极之间的变化电压ΔUCE很小时，工作点Q附近的输出特性曲线是可以作此近似的。这样，就可将BJT的输出回路等效为一个恒流源ΔIC=βΔIB，见图6.13(b)的右边。

需要指出的是：

(1)等效电流源不是一个独立电源，它是在进行电路分析时虚拟出来的，是受输入电流ΔIB控制的，当ΔIB=0(ΔUBE=0)时，等效电流源就不存在了，所以称此为受控电源。

(2)等效电流源的流向是由、的假定正方向决定的，如图6.13(b)所示。

3)BJT的简化等效电路(称h参数等效电路)

如前所述，一个非线性的BJT元件，在小信号条件下可以用一个线性电路来替代，BJT的简化等效电路如图6.14所示。

BJT的简化等效电路又称h参数等效电路。在h参数中，rbe用hie表示，β用hfe表示。h参数中的第二个下标“e”表示在共e极电路中(若第二个下标为“b”或“c”，则表示在共b极或共c极电路中)。图6.14BJT的h参数等效电路4)简述BJTh参数等效电路当BJT处于共e极状态时，其输入回路和输出回路的电压、电流关系(即输入、输出特性)可分别用下面的二元函数来表示：

uBE=f1(iB,uCE)(6―7)iC=f2(iB,uCE)(6―8)

因为当BJT工作在小信号下时，可将Q点附近的特性曲线近似为直线(信号都用变化量来表示)，故上述关系可写成下面的线性方程：

ΔUBE=h11ΔIB+h12ΔUCE(6―9)ΔIC=h11ΔIB+h22ΔUCE(6―10)或写成矩阵形式(6―11)

式中，四个h参数是方程的常(系)数，是对二元函数求偏导数后得到的：常数h11又记作hie，是BJT输出端交流短路时的输入阻抗，单位为欧姆(Ω)，也即是严格定义下的rbe。常数h12又记作hre，是BJT输入端交流开路时反向电压传输比(无量纲)。常数h21又记作hfe，是BJT输出端交流短路时的电流放大系数(无量纲)，也即是严格定义下的β。常数iB=常数=hoeh22又记作hoe，是BJT输入端交流开路时的输出电导(导纳)，单位为西门子(S)。习惯上，hoe也用1/rce表示。rce(=1/hoe)是BJT的输出电阻，单位为欧姆(Ω)，一般在105Ω数量级。2.BJT电路分析法

1)画简化微变等效电路以共发射极基本放大电路为例，并将其电路图重新画在图6.15(a)中。首先要指出的是，等效电路是在变化量的基础上推导出来的，目的是帮助我们去分析BJT在小信号时的工作状况，所以我们可以先画出放大电路的交流通道，如图6.15(b)所示，然后将图6.15(b)中的BJT用简化等效电路来代替，如图6.15(c)所示。由于在分析及测试时经常用正弦波作为输入量，所以图中的电压和电流都采用复数符号表示。2)求电压放大倍数由图6.15(c)可求得“-”号表示与反相。式中，图6.15共发射极基本放大电路的简化微变等效电路

(a)电路图；(b)交流通道；(c)简化微变等效电路图6.15共发射极基本放大电路的简化微变等效电路

(a)电路图；(b)交流通道；(c)简化微变等效电路

需要注意的是电压放大倍数与β和静态工作点的关系。当工作点较低时，

且β1，所以

,代入公式(6―12)得

电压放大倍数与β无关，而与静态工作点的电流IEQ呈线性关系。增加IEQ，也将随着增大。

3)求输入电阻和输出电阻

(1)输入电阻ri和输出电阻ro的概念。与电压放大倍数

一样，输入电阻ri、输出电阻ro也是衡量放大器性能的重要指标。为帮助我们理解ri、ro，下面先忽略电路中所有电抗元件的作用，将放大器等效为如图6.16所示的电路。①输入电阻ri。一个放大器总是要从输入信号源处或前一级的放大电路处取得电流的，所以，对于信号源(或前级放大电路)来说，放大器就相当于一个负载电阻，这个负载电阻就是放大器的输入电阻ri。由图6.16可知，ri就是从放大器的输入端A、B两端向右边看进去的等效电阻，即(6―13)(6―14)

图6.16放大器的等效电路②输出电阻ro。对于负载电阻RL或后一级的放大电路来说，放大器相当于是一个有内阻的信号源，这个内阻就是放大器的输出电阻ro。由图6.16可知，ro就是从放大器的输出端(C、D两端)向左边看进去的戴维南等效电阻，其定义为(6―15)

求ro的方法有：方法一：按定义求得。按照ro的定义，令信号源短路()，保留其内阻Rs，将负载开路(RL=∞)，在放大器的输出端外加一电压，如图6.17所示，求出相应的，代入式(6―15)中，即可求得ro。

图6.17求放大器的输出电阻

方法二：通过实验的方法求得。在图6.15的电路中：第一步：测出放大器空载(RL=∞)时的输出电压。第二步，测出放大器带负载RL时的输出电压因为(6―16)

故可由式(6―16)求得(6―17)

由式(6―17)及图6.16可知：①当RL=∞(输出端开路，或称放大器空载)时，。②当RL≠∞(称放大器带负载RL)时，。这时由于ro的存在，使输出电流在ro上产生了电压，即(6―18)(2)利用微变等效电路计算输入电阻ri和输出电阻ro。由上面分析知道，输入电阻ri是从放大电路的输入端向右边看进去的等效电阻，输出电阻ro是放大电路开路时从输出端向左边看进去的等效电阻。因此，由图6.15(c)可求得：当Rb>>rbe时(6―19)(6―20)

式中，rce是BJT的输出电阻(在BJT完整的h参数等效电路中，rce=1/hoe)，数值很大，一般在10kΩ~200kΩ之间。

4)当信号源具有内阻Rs时，求电压放大倍数式(6―12)所表示的

是指放大电路输出端电压对输入端电压的放大倍数。

先画出简化微变等效电路，如图6.18(b)所示。由图(b)得到因为所以(6―21)

式(6―21)是求的一般式。当rbe<<Rb时，ri=Rb∥rbe≈rbe，则式中“-”号表示与反相。图6.18信号源有内阻的共射放大电路

(a)电路图；(b)简化微变等效电路图6.18信号源有内阻的共射放大电路

(a)电路图；(b)简化微变等效电路6.4工作点稳定的典型电路——

射极偏置电路6.4.1温度对工作点的影响温度升高会引起BJT参数的变化(ICEO↑，β↑，UBE↓)，最终导致IC升高。因为电路工作时BJT会发热，所以，即使静态工作点选得很好，也会因温度T↑→ICQ↑→Q点上移→饱和失真。

为使放大器能获得稳定的工作点，我们可以适当地选取反馈信号，在T↑→ICQ↑时，设法将IB↓→ICQ↓，利用IB的变化去牵制IC，近似地维持IC或IE不变，来达到工作点稳定的目的。下面介绍一种工作点稳定的典型电路——射极偏置电路。6.4.2射极偏置电路电路如图6.19(a)所示。为了稳定静态工作点Q，画出直流通道，如图6.19(b)所示。

1.电路的基本特点

1)UB固定由图6.19(b)的直流通道可知，当电路满足条件：(6―23)(6―24)就可近似地认为UB固定不变。

图6.19射极偏置电路

(a)电路图；(b)直流通道2)存在直流电流负反馈由图6.19(b)的直流通道还可知，

UE=UB-UBE(6―25)

就可认为IC近似不变，即认为IC与BJT的参数(ICEo,β,UBE)几乎无关，因此，IC不仅很少再受温度的影响，而且当换用β不同的管子时，Q点也近似不变，有利于批量生产。稳定静态工作点Q的物理过程：(6―26)T↑→IC↑(IE)↑→UE↑(=IE↑Re)→UBE↓(=UB(固定)-UE↑)IB↓

必须指出，这里的UBE↓→IB↓，是指温度不变而言的，与T↑→UBE↓→IB↑→IC↑是两个概念，不能混淆。由式(6―23)及式(6―25)知道，I2和UＢ越大，越能稳定工作点Q，但同时也会带来放大电路其它性能指标的下降(分析从略)，故为兼顾其它指标，一般选取

I2=(5~10)IB(6―27)UB=(5~10)UBE(6―28)2.静态分析画出直流通道，如图6.19(b)所示。因为(6―29)(6―30)

故可得静态工作点Q为3.动态分析

1)画出简化微变等效电路射极偏置的简化微变等效电路如图6.20所示。图6.20射极偏置电路的简化微变等效电路2)求电压放大倍数由图6.20可得式中，R′L=Rc∥RL；(6―31)

值得指出的是：射极电阻Re折合到基极回路时要扩大(1+β)倍，见式(6-31)，这是因为Re上流过的电流。在图6.20微变等效电路的输入回路中，不能错误地将rbe串联Re，而应看成是rbe串联(1+β)Re。(6―32)式中“-”号表示与反相。

由式(6―32)可知，与式(6―12)相比，电压放大倍数u下降了，而且Re越大，u下降越多。这说明Re不仅对直流分量存在着负反馈，而且对交流分量也存在着负反馈，使BJT的交流输入电压也减小了。为了既能稳定直流分量，又不致削弱交流分量，解决的办法通常是在Re上并联一个大电容Ce(约几十微法~几百微法)。利用Ce对直流近似开路，对交流近似短路这一特性，使Re对交流电流不起负反馈作用，来保证既能稳定Q点，又不致使u下降，如图6.21(a)所示。图中Ce为射极旁路电容。

图6.21有Ce的射极偏置电路(a)电路图；(b)简化微变等效电路

图6.21有Ce的射极偏置电路(a)电路图；(b)简化微变等效电路

图6.21(a)电路的简化微变等效电路如图(b)所示，由此等效电路可得

可以看出，在射极电阻Re两端并联旁路电容Ce后的电压放大倍数，与共射极基本放大电路的公式相同，见式(6―12)。3)求输入电阻ri和输出电阻ro(1)求输入电阻ri。由图6.20得：(6―33)(6―34)

由式(6-34)可知，当射极有电阻Re后，能提高放大电路输入电阻ri，这正是我们所希望的。放大器的输入电阻ri越大，输入电压衰减小，就越接近信号源。所以，一般总希望ri尽可能高。但ri太高时容易受外界干扰，必须采取抗干扰措施。

综上所述：

Re的存在虽然使u下降了，但能带来提高ri的好处。

(2)求输出电阻ro。如图6.20简化微变等效电路所示。因为BJT的输出电阻rce很大，串联Re后的电阻r’o=rce+Re更大，故可得

ro=r'o∥Rc≈Rc(6―35)

6.4.3具有电流负反馈的共射极电路在图6.19(a)的电路中，虽然射极电阻Re对交流分量存在着负反馈，使电压放大倍数u下降了，但是能提高放大电路的输入阻抗ri，这是一对矛盾。如何既能提高ri，又不致使下降太多，解决的办法是将射极电阻分成两部分：一个较小的Rf串联一个较大的Re，在Re两端并联一个旁路电容，如图6.22(a)所示。对图6.22(a)电路的直流通道来说，仍旧保持总的(Rf+Re)阻值不变，以此来保证静态工作点Q的稳定。对交流通道来说，Re被Ce交流短路，只有较小的Rf上存在着交流电流负反馈，如图6.22(b)所示。图6.22具有电流负反馈的共射极电路

(a)电路图；(b)简化微变等效电路图6.22具有电流负反馈的共射极电路

(a)电路图；(b)简化微变等效电路

下面来计算一下电路的ri、ro及：由图6.22(b)的简化微变等效电路可得：6.5共集电极电路——射极输出器6.5.1电路结构图6.23是一个共集电极电路——射极输出器。它与共发射极电路的不同之处是：c极直接接电源UCC，Re是e极负载电阻，信号电压o是从e极输出的，所以称为射极输出器。图6.23射极输出器6.5.2电路分析

1.静态分析画出直流通道，如图6.24所示，求静态工作点Q。由图6.24可得：

UCC=IBRb+UBE+IEReUCC-UBE=IBRb+(1+β)IBRe

故静态工作点Q为(6―37)(6―38)(6―39)

式(6―37)再次说明：如将射极电阻Re折合到基极回路中，则应将Re增大到(1+β)Re。

图6.24射极输出器的直流通道2.动态分析

1)画出简化微变等效电路简化微变等效电路如图6.25所示。由图6.25可看出，对交流信号来说，集电极c相当于接地，输入电压i加在b极和接地端(c极)之间，输出电压o是从e极和接地端(c极)两端取出，c极是输入回路和输出回路的公共端，故射极输出器又称为共集电极电路。图6.25射极输出器的简化微变等效电路2)求电压放大倍数u

由图6.25可知：式中故(6―40)

一般情况下，βR’L>>rbe，所以，射极输出器的电压放大倍数u接近于1，而又略小于1。3)输入电阻ri

由图6.25可知：(6―41)一般情况下，βR’L>>rbe,β>>1(6―42)故得(6―43)

由式(6―43)可以看出，射极输出器的输入电阻是比较高的，一般可达到几千欧到几百千欧。4)输出电阻ro

由6.3.2节知道，求ro的方法可令s短路(=0)，保留其内阻Rs，将负载开路(RL=∞)，在放大器的输出端外加一电压来求。为此，可在图6.25的基础上画出计算ro的等效电路，如图6.26(a)所示。图(a)中，D、F两端为输出端。为计算方便，我们对图6.26(a)的电路再作几次等效变换，如图(b)、图(c)、图(d)所示，这样可以避免烦琐的计算。图(b)中，R′s=Rs∥Rb。图6.26求射极输出器ro的等效电路

图(c)中，只是将图(b)的元件位置移动了一下。必须注意的是：流过rbe及R′s的电流是，流过Re的电流是。图(d)中，Re≈Re∥rce。其中，rce是BJT的输出电阻，数值很大。另外，考虑到ro应在输出回路中求，ro上流过的电流应是，所以，要将基极回路中的电阻rbe及R′s折合到射极回路中去。当认为流过rbe及R′s的电流也是的时候，则应将(rbe+R′s)缩小到。

最后，可求得从图(d)的输出端D、F两端看进去的输出电阻ro为一般情况下故(6―45)

(6―44)

由式(6―45)可以看出，射极输出器的输出电阻ro是很低的，约几十欧到几百欧。

例7已知某射极输出器的Rs=600Ω，rbe≈0.9kΩ，β=60,Rb=200kΩ，Re=3.9kΩ，求ro=?解：6.5.3电路的特点如前所述，射极输出器具有以下特点：(1)输入电阻高；(2)输出电阻低；(3)输出电压与输入电压同相；(4)电压放大倍数接近于1，略小于1；(5)虽无电压放大作用，但仍具有电流放大及功率放大作用。6.5.4射极输出器的应用由于射极输出器有以上一些特点，使其在电子电路中应用十分广泛。

1.利用它的输入电阻ri高，可作为多级放大器的输入级因为由图6.26及式(6―14)知道，ri高能使输入电压接近信号源电压。2.利用它的输出电阻ro低，可作为多级放大器的输出级因为由图6.26及式(6―18)知道，ro低能使输出电压接近电路的开路电压。3.作中间隔离级在多级放大器中，利用射极输出器的ri高、ro低，可将其接在两级共发射极放大电路的中间，作为阻抗变换用。因为当两级共射电路连接时，其等效电路如图6.27所示。由图6.27可知，第二级的输入为

而共射电路的输出电阻

较大，输入电阻

较小，所以会使

衰减很多。如果中间加了一级射极输出器，由于它的ri高和ro低，可使、衰减较小，起到缓冲作用。

图6.27两级等效电路6.6共基极电路6.6.1电路结构共基极电路的原理图如图6.28所示。图中，

、

是基极偏置电阻，为保证BJT有合适的静态工作点Q，集电极接入电阻Rc。

图6.28共基极电路6.6.2电路分析

1.静态分析电路的直流通道如图6.29所示。由图可见，此直流通道与6.4.2节射极偏置电路的直流通道是一样的，故静态工作点Q的计算式也与6.4.2节相同，在此不再赘述。

图6.29直流通道2.动态分析

1)画交流通道交流通道如图6.30所示。由图可知，对于交流信号来说，基极b相当于接地，输入电压

加在e极和接地端(b极)之间，输出电压取自c极和接地端(b极)之间，b极是输入回路和输出回路的公共端，故此电路称为共基极电路。图6.30交流通道2)画简化微变等效电路只要将图6.30中的BJT用简化等效电路来替代，就可得共b极电路的简化微变等效电路，如图6.31所示。式中由于故可得图6.314)输入电阻ri

由图6.31可求得

上式说明，将基极电阻折合到射极回路时，其阻值要缩小到。因此，输入电阻ri为

由上式可知，共基电路的输入电阻ri很低，一般为几欧到十几欧。5)输出电阻ro

我们已经知道，共射电路的电流放大系数为

在共基电路中，电流放大系数α为输出电流与输入电流之比，即

α略小于1，一般为0.98~0.99。因为.基本上不随而变化，故共基输出特性曲线十分平坦，BJT的输出电阻rcb要比共射接法时BJT的输出电阻rce还要大，故

ro=rcb∥Rc≈Rc

6.6.3三种基本组态的比较为了便于读者掌握和比较，下面将共e极、共c极、共b极三种接法(组态)的基本放大电路列于表6.2中，供选择电路结构时参考。6.7场效应管放大电路6.7.1共源极放大电路

1.直流偏置电路及静态分析为使交流信号能不失真地进行放大，FET放大电路也要建立合适的静态工作点Q。所不同的是，BJT是电流型控制元件，组成放大电路时，应使BJT有一定的偏置电流，以保证有合适的Q点；而FET是电压型控制元件，组成放大电路时，

应给FET设置一定的偏置电压，来保证合适的Q点。不同类型的FET，对偏置电压极性的要求是不同的。常见的偏置电路有两种：自偏压电路及分压式自偏压电路。

1)自偏压电路及静态工作点Q(1)电路结构。耗尽型NMOS管共源极放大电路的自偏压电路如图6.32所示。对于耗尽型管子而言，即使在uGS=0时，也会有漏极电流iD，所以静态时源极电压US=IDRs。因为FET的输入阻抗很高，IGS=0,所以

，UG≈0，栅极偏压为图6.32自偏压电路UGS=UG-US=0-IDRs=-IDRs(6―46)

由于静态的栅极偏压UGS是由漏极电流ID流过Rs产生的，故称为自偏压电路。

(2)求静态工作点Q。和BJT放大电路一样，求FET放大电路的静态工作点也有计算法和图解法两种方法。①计算法。可通过解联立方程(6―47)(6―48)

求出ID、UGS(式中的IDSS和UP为已知参数)，然后再求出

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)(6-49)

得到静态工作点Q所对应的ID、UGS、UDS。②图解法：第一，在输出特性曲线上作直流负载线MN。根据直流负载线方程

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)

求出M点(UDS=UDD、ID=0)和N点，连接M、N两点即为直流负载线，如图6.33(b)所示。图6.33自偏压电路的静态工作点

第二，作负载转移特性(注意，它与管子的转移特性不同)。据直流负载线MN与各条输出特性曲线的交点a、b、c、d、e处的uGS及iD的值在uGS~iD的坐标平面上分别得到a′、b′、c′、d′、e′点，连接这些点就可得到负载的转移特性，如图6.33(a)所示。第三，在负载转移特性曲线上作源极负载线OL。源极负载线的方程为

UGS=-IDRs

此负载线在uGS~iD坐标平面上，是一条过原点O的斜率为的直线。作图时，可任意假设UGS为某值，例如，设UGS=-1.5V，求出这时的ID=?，然后将求得的(UGS、ID)这点与原点O相连，就是直线OL。第四，确定静态工作点Q。源极负载线OL与转移特性的交点就是静态工作点Q。由图可知，若Rs选得太大，则OL的斜率tanα将变小，导致Q点下降。第五，在转移特性和输出特性上求出静态工作点Q所对应的UGS、ID和UDS的值，如图6.33所示。

自偏压电路的优点是：①结构简单。②对静态工作点Q有自动稳定的作用。其具体过程为：

ID↑→Us↑(=ID↑Rs)→UGS↓(=0-ID↑Rs)2)分压式自偏压电路及静态工作点Q(1)电路结构。图6.34是耗尽型NMOS管共源极放大电路分压式自偏压电路。电路中的

主要用来提高输入阻抗。因为FET的输入阻抗很高，IGS≈0，所以使

，故(6―50)栅极偏压为(6―51)图6.34分压式自偏压电路(2)求静态工作点Q：①计算法。可通过解联立方程

求出ID、UGS，然后再求出

UDS=UDD-ID(Rd+Rs)

得到静态工作点Q所对应的ID、UGS、UDS。

例8分压式自偏压共源极放大电路如图6.35所示。图中，3DO1为耗尽型NMOS管，其UP=-0.8V，IDSS=0.18mA，求静态工作点Q。解：据式(6―50)求出图6.35例8的电路

在式(6―51)中，如果UG>>|UGS|，则UGS被忽略，为故得静态工作点Q为：ID≈0.48mA,UDS=13.4V。

当式(6―51)中，UGS不能忽略时，则可解联立方程将数据代入上式后可得：

由此解得Q点的ID=0.45mA、UGS=+0.4V、UDS=14.1V。可见，此结果与上述忽略UGS后的近似结果相近。②图解法。利用图解法求Q点时，源极负载线方程为式(6―51)，故此时源极负载线不再通过uGS~iD坐标系的原点，而是通过点：的直线。其它过程与自偏压电路相同，不再赘述。2.简化微变等效电路及动态分析

1)场效应管的简化微变等效电路与BJT一样，在输入为小信号的条件下，一个非线性的FET器件，也可以用一个线性电路来等效。下面我们仅讨论FET的简化微变等效电路。对于FET的输入回路：由于FET的输入电阻rgs极大，输入端没有电流，故输入端G、S极间可视为开路。对于FET的输出回路：由5.4.2节知道，管子的跨导

另由5.4.2节中的输出特性曲线可知，当FET工作在恒流区(饱和区)时，iD几乎不随uDS而变化，仅取决于uGS的值(即iD几乎是恒定的，相当于一个电流源)。因为在放大电路中，FET都工作在输出特性曲线的线性放大区，即恒流区，故当信号为正弦量时，常数2)简化微变等效电路及动态分析

(1)画共源极放大电路的简化微变等效电路。图6.36是图6.34分压式自偏压共源极放大电路的简化微变等效电路。

(2)求电压放大倍数u。由图6.37可知式中，故(6-52)(3)求输入电阻ro。由图6.37可得(6-53)

例9画出图6.33源极有反馈电阻Rf的共源极放大电路的简化微变等效电路。当gm=0.7mA/V时，求电压放大倍数

，并求输入电阻ri和输出电阻ro。解：源极有Rf的共源简化微变等效电路如图6.38所示。图6.38源极有Rf的共源简化微变等效电路

由图6.38可知：式中，故(6―55)(6―56)

式(6―56)中，可以用电阻单位，以便于运算。

在本例中，6.7.2共漏极放大电路——源极输出器

1.电路结构图6.39是一个共漏极放大电路——源极输出器。因为输出电压是从源极输出的，故称为源极输出器，类似于BJT的射极输出器。

图6.39源极输出器2.静态分析求静态工作点Q的方法同前。如果忽略UGS，则得

故得静态工作点Q为

Id=0.2mAUDS=9.6V

当UGS不能忽略时，则要解联立方程。这里不再赘述。3.动态分析

1)画简化微变等效电路源极输出器的简化微变等效电路，如图6.40所示。由图可以看出，对交流信号来说，漏极D相当于接地，D极是输入、输出回路的公共端，故源极输出器又称为共漏极放大电路。图6.40源极输出器的简化微变等效电路2)求电压放大倍数

由图6.40可知(6―57)

本例中，若gm=2mA/V，则可求得

R′L=12kΩ∥12kΩ=6kΩ

将上述结果代入式(6―57)

Au=0.92

3)求输入电阻ri

由图6.40可知，输入电阻ri为本例中，图6.41求ro的等效电路4)求输出电阻ro

可据6.2.2节中输出电阻的定义求得输出电阻ro。令，保留其内阻R′s，断开负载RL，并假定在输出端外加一电压，如图6.41所示。求出从输出端流入放大电路的电流为因为故

可得

本例中，6.8多级放大器6.8.1概述在实际应用中，往往需要把微弱的毫伏或微伏级输入信号放大到足够大的输出信号，例如，放大几千倍、甚至几万倍，以推动负载工作。因为单级放大电路的放大倍数只有几十~一百多倍，输出的电压和功率不大，所以需要采用多级放大电路。一般多级放大电路的框图如图6.42所示。图6.42多级放大电路的框图

多级放大电路各级之间的耦合(即连接)方式一般有三种：阻容(电阻、电容)耦合，例如图6.43所示；直接耦合，例如图6.44所示；变压器耦合，例如图6.45所示。其中，阻容耦合电路用于分立元件放大电路。直接耦合电路用于集成放大器中。

图6.43阻容耦合电路图6.44直接耦合电路

图6.45变压器耦合电路6.8.2动态参数的计算

1.电压放大倍数u的计算多级放大电路，例如，一个最简单的两级放大电路，其两级等效电路如6.5.4节中图6.27所示。由图可知，不论是哪种耦合方式，也不论是何种组合状态的电路，对交流信号而言，前级的输出信号，就是后级的输入信号

，即；而后级的输入电阻

，就是前级的负载电阻

，即

第一级放大倍数为

第二级放大倍数为因为所以，可求得总的电压放大倍数为

若将上述结果推广到n级放大电路，其总的电压放大倍数就是各级电压放大倍数的乘积，即(6―60)2.输入电阻ri和输出电阻ro

多级放大电路的输入电阻ri，就是第一级放大电路的输入电阻

，即(6―61)

多级放大电路的输出电阻ro，就是最后一级(例如n级)放大电路的输出电阻

，即(6―62)

例10两级阻容耦合放大电路，如图6.46所示。求：

(1)各级的静态工作点；

(2)简化微变等效电路；

(3)各级输入电阻和输出电阻；

(4)各级电压放大倍数和两级总的电压放大倍数(设信号源s的内阻Rs=0)。

(5)如果信号源内阻Rs=100Ω，试问当信号电压

=1mV(有效值)时，放大电路的输出电压为多大?

图6.46例10的电路图6.476.9放大电路的频率特性6.9.1频率特性的基本概念

1.举例说明图6.48(a)是一个相位超前的RC电路，或称RC高通电路，也是放大电路中常见的阻容耦合电路。

(1)当

的频率很高时：图6.48(2)当的频率很低时：2.频率特性的定性分析

1)概述放大器的输入、输出信号往往含有丰富的频率。例如，测量仪表中的输入信号，广播中的语言和音乐信号，电视中的图像和伴音信号，数字系统中的脉冲信号，等等。而放大电路一般都有电抗性元件(电容、电感、分布电容、分布电感)，

其电抗值会随着信号频率的变化而变化，例如，当ω很高时，；当ω很低时，，使放大器的性能指标也跟着变化，甚至使输出波形产生失真。2)频率特性我们将放大电路对不同频率的正弦信号的稳态响应特性，称为频率响应特性，简称频率特性。频率特性的数学表达式为(6―63)(6―64)

式中，Au(f)或Au(ω)表示电压放大倍数的模和频率f的关系，称为“幅频特性”；φ(f)或φ(ω)表示放大电路输出电压与输入电压之间的相位差φ与频率f的关系，称为“相频特性”，频率特性包含幅频和相频两个特性。3)通频带工程上规定，当Au下降到中频区放大倍数AuM的倍时，所对应的低频频率和高频频率，分别称为下限频率fL和上限频率fH。fL与fH之间的频率范围，称为通频带，或称带宽，用符号fBW表示，如图6.49(b)所示。一般，fH>>fL，故

fBW=fH-fL≈fH(6―65)fBW是放大电路频率特性的一项技术指标。4)单级阻容耦合放大电路的频率特性曲线图6.49(a)是考虑了电抗元件时的单级共射极阻容耦合放大电路。图6.49(b)是它的幅频特性曲线。由幅频特性可见，在一个较宽的频率范围内，即中频区内，曲线是平坦的，放大倍数uM不随f而变化，而在低频区和高频区，u都将有所下降。图6.49考虑电抗元件的单级阻容耦合放大电路

(a)电路图；(b)幅频特性；(c)相频特性

图6.49(b)是它的幅频特性曲线。由幅频特性可见，在一个较宽的频率范围内，即中频区内，曲线是平坦的，放大倍数

不随f而变化，而在低频区和高频区，

都将有所下降。图6.49(c)是它的相频特性曲线。由相频特性曲线可见，输出电