并联准谐振直流环节型SRD软开关功率变换器

第二章并联准谐振直流环节型SRD软开关功率变换器近年来，软开关技术在DC-DC变换器以及三相PWM逆变器方面的应用研究已比较深入[91-94]。而在具有典型开关特性的SRD系统中，软开关技术的应用研究却相对较少，国内只见有个别文献报道[85]。为了克服硬开关方式给SRD系统带来的负面影响，提高自身可靠性、适应愈来愈严格的EMC要求，更好地发挥其自身的优势，本章从分析典型SRD功率电路的特性入手，探究适用于这些SRD功率电路的软开关方案，提出一种新型软开关SRD功率电路拓扑——并联准谐振直流环节型SRD功率变换器，着重介绍这种变换器的主电路拓扑、适用范围及软开关机理，并对其工作模式做了详细分析。2.1SRD功率变换器特点及软开关方案的确定在三相交流异步电动机变频调速系统中，由于三相异步电动机对外而言具有统一的形式，所以其逆变桥具有标准的六管结构，相应的软开关三相逆变器易形成统趋于一致的电路拓扑。根据实现软开关的辅助谐振电路位置不同，软开关三相逆变器的拓扑形式有两大类：一类是在硬开关三相逆变器的逆变桥和直流电源间加入一个由辅助功率开关器件、辅助谐振电感和缓冲电容构成的辅助谐振电路，称作谐振直流环节逆变器[74]；另一类将辅助谐振电路接在硬开关三相逆变器的逆变桥输出端，称为极谐振型逆变器[5]。但是在开关型磁阻电动机调速系统中，因为SRM的种类和形式多种多样，相应的功率变换器也五花八门，所以，考虑到通用性，类似极谐振型逆变器那样在变换器与电动机之间插入辅助谐振网络的做法不可取。进一步的研究表明，在多种形式的SRD功率电路中，如图1-3(a)～(d)所示不对称半桥型、公共开关型、H桥型和电容裂相型等拓扑形式应用最为广泛[15]，这些电路拓扑的不同之处主要是电机相数（桥臂数）、相绕组续流路径和控制相序，而变换器输入端均相同、每个桥臂中电机绕组与开关器件均呈串联关系。鉴于此，本文提出如图2-1所示在相绕组开关电路与三相整流桥之间增加谐振直流环节并给相绕组开关并联缓冲电容，以此来实现SRD中功率器件的软开关具有较强的通用性。2.2并联准谐振直流环节型SRD功率变换器主电路拓扑及特点图2-2为根据图2-1方案构想的一种SRD软开关功率变换器主电路拓扑，其中虚线框外部分为三相桥式整流和电容滤波电路，左边虚线所框部分为谐振直流环节，右边虚线框中为SRM相绕组开关电路。因为谐振直流环节中的谐振元件Lr，Cr呈并联形式接于直流母线间，并且不是总处于谐振状态，所以称之为并联准谐振直流环节（ParallelQuasiResonantDCLink,简称PQRDCL），将整个电路称为PQRDCL型SRD功率变换器。图2-2中Va1，Va2，Va3及VDa1，VDa2，VDa3为构成辅助谐振电路的开关器件和二极管。右边虚线框中的开关器件V1～V6及二极管VD1～VD6构成不对称半桥式SRM相绕组控制电路，每个相开关都并联有缓冲电容器C1～C6。各相开关并联电容后，因电容电压不能突变，所以它们在任何时刻关断均为零电压软关断。插入PQRDCL电路的目的是为相开关开通提供零电压间隙，对该电路的要求是必须保证电路在任何时刻都能受控谐振，且不受相开关状态的影响，使得母线电压过零时间易控制，便于与相开关的控制策略同步。本电路拓扑有以下特点：（1）相开关在任何时候关断均属零电压关断，只需控制辅助谐振电路为相开关的零电压开通提供谐振槽即可，控制简单，母线电压利用率高。（2）PQRDCL电路的谐振不受相开关状态的影响，适用范围广，且可在任意时刻起振而形成谐振槽，易于和相绕组控制策略同步。（3）谐振电感不在直流母线上，仅作为谐振过零时的储能元件，所以电感上的功率损耗小。（4）所有功率开关器件所承受的电压均未超过直流电源电压值。图2-2中的辅助谐振电路还适用于SRD的公共开关型、H桥型、精简桥式三种相开关电路，但同样需要在各个相开关上并联缓冲电容器，如图2-3所示。2.3PQRDCL型SRD功率变换器软开关工作机理2.3.1相开关零电压开通原理因为每个相开关都并联了缓冲电容器，所以它们在任何时候关断都属于ZVS软关断。下面分别分析四种电路拓扑的相开关零电压开通原理。（1）不对称半桥型电路软开通原理不对称半桥型电路对SRM绕组的控制有单管斩波（非能量回馈式）和双管斩波（能量回馈式）两种方式[95]。单管斩波又分为上臂开关斩波和下臂开关斩波两种情况，以对绕组Lph1的控制为例，上、下臂单管斩波方式下的续流路径分别如图2-4（a）、（b）所示。图2-4（a）中V2保持通态，V1处于断态（即将开通），相绕组经VD1和V2续流，因VD1正向导通，忽略管压降，故有（2-1）又因PQRDCL产生谐振槽使母线电压为零即（2-2）由式（2-1）和（2-2）得（2-3）即器件V1集-射极之间电压为零，此时触发V1开通即为ZVS软开通。在图2-4（b）中，V1保持通态，V2处于断态（即将开通），相绕组Lph1经VD2和V1续流，因VD2正向导通，故有（2-4）再结合（2-2）式，有（2-5）即器件V2集-射极之间电压为零，此时触发V2开通也为ZVS软开通。双管斩波方式时的相绕组续流路径如图2-4（c）所示，V1，V2同时由断态准备开通，绕组Lph1通过VD1，VD2续流，由于VD1，VD2均正向导通，从而有，（2-6）当PQRDCL谐振迫使P，N两点电位相等，即满足式（2-2）时，由式（2-2）及式（2-4）得（2-7）即V1，V2集-射极电压均为零，此时让V1，V2开通均为ZVS软开通。当相开关由断态准备开通时，还存在相绕组电流已衰减为零的情况（如在换相时），因PQRDCL谐振迫使母线电压为零，同时相开关所并电容上的能量也已释放，而绕组电感电流又不能突变，所以此时的开通动作属ZVS兼ZCS软开通。（2）公共开关型电路软开通原理在公共开关型电路中，各相开关由频率较低的SRM转子位置信号控制，公共开关Vc由频率较高的PWM信号控制。因公共开关的负担本就比较重，为减轻公共开关的负担，尽量避免电机绕组通过公共开关续流，最终的Vc控制信号由各相开关控制信号和根据调速需要产生的初始PWM信号共同生成，信号逻辑关系如图2-5所示，图2-6是波形示意图。图中PWM1为初始PWM信号，SV1～SV3分别为相开关V1～V3的控制信号，PWM2为最终有效的公共开关控制信号。这样就保证了只有相开关导通期间公共开关才可能导通，从而使得公共开关型拓扑每相绕组只有两种续流路径，如图2-7所示。图2-7（a）所示为相开关V1开通，公共开关Vc处于断态准备开通的情况，此时绕组Lph1经VDc和V1续流。因VDc正向导通，所以M，N两点电位近似相等，又有PQRDCL谐振迫使母线电压为零即UP=UN，因此有UP=UM，即Vc集电极和发射极电位相等，满足ZVS软开通条件。若恰逢公共开关和下臂开关同时关断准备导通（此即换相的情形），则对应续流路径如图2-7（b），从电源负极开始，经VDc，Lph1，VD1到电源正极，因VDc，VD1均正向导通，所以M，N两点电位、P，O两点电位分别近似相等，当PQRDCL谐振迫使P，N两点等电位时，显然有UPM=UON=0，此时开通Vc，V1均为ZVS动作。（3）H桥型电路软开通原理参照图2-3（b），H桥型变换器对SRM相绕组的供电采用两相同时通电的方式，按相绕组通电或续流的轮换顺序将换相过程划分为如图2-8所示的S1～S4四个阶段。S1：V1在S4阶段中已开通并保持通态，V4由通态转为断态，V2由断态转为通态，Lph1，Lph2通电，Lph4续流。S2：V2保持通态，V1关断V3开通，Lph2，Lph3通电，Lph1续流。S3：V3保持通态，V2关断V4开通，Lph3，Lph4通电，Lph2续流。S4：V4保持通态，V3关断V1开通，Lph4，Lph1通电，Lph3续流。在上述换相过程中，因每个相开关均是断开后隔一个阶段才再次开通，多数情况下欲开通相的续流已结束，若仍有残余电流，则续流路径如图2-9所示。图2-9（a）给出状态S3向S4过渡期间，即V3已关断V1即将开通但尚未开通时Lph1还有残余电流的情况，此时只有器件V4处于通态，Lph1沿回路“Lph1→Lph4→V4→VD1→Lph1”续流。因VD1正向导通使得UA=UN，再由PQRDCL谐振迫使UP=UN，所以有UP=UA，保证了V1能够以ZVS方式软开通。图2-9（b）为状态S4向S1过渡时V4已关断V2尚未开通时，绕组Lph2中剩余电流的续流情况。此时只有器件V1处于通态，Lph2续流路径为：Lph2→VD2→V1→Lph1→Lph2，因为VD2正向导通使得UB=UP，再由PQRDCL谐振迫使UP=UN，从而UB=UN，所以V2能够以ZVS方式软开通。图2-9（c）所示为状态S1向S2过渡过程中V1已关断V3尚未开通时，绕组Lph3的续流情况，此时V2保持导通状态，绕组Lph3沿路径“Lph3→Lph2→V2→VD3→Lph3”续流。因为VD3正向导通使得C点电位UC=UN，又因PQRDCL谐振使UP=UN，从而UP=UC，这样，V3就能以ZVS方式软开通。在S2到S3过渡期间，V2已关断V4即将开通时，绕组Lph4的续流路径如图2-9（d）所示，可见，只有器件V3处于通态，其续流沿“Lph4→VD4→V3→Lph3→Lph4”形成的回路。因VD4正向导通使得D点电位UD=UP，再由PQRDCL谐振迫使UP=UN，从而UD=UN，确保V4能够以ZVS方式软开通。在SRM起动时或低速运行情况下，需要采用电流斩波控制（CurrentChoppedControl,简称CCC）方式把电流值控制在安全范围之内，在某一阶段内可选择单管斩波或双管斩波方式。以S2阶段为例，双管斩波即V2，V3同时通断。图2-10（a）所示为V2，V3同时由断态即将开通时Lph2，Lph3的续流路径：由直流母线负极开始，途经VD3，Lph3，Lph2，VD2后，回到直流母线正极。因VD2，VD3均正向导通，故有UP=UK，UM=UN，当PQRDCL谐振使母线电压为零即UP=UN时，显然有UK=UN，UP=UM，于是V2，V3均能以ZVS方式软开通。单管斩波时可以让上臂开关维持通态，控制下臂开关斩波，也可保持下臂开关导通而上臂开关斩波。图2-10（b）,（c）分别示出S2阶段这两种单管斩波时的续流情况，由图2-10（b）可见，当V2斩波时因VD2正向导通使UK=UP，又有谐振环节使得UP=UN，所以V2集-射极间电压UKN=0，保证了V2的ZVS软开通。同理，图2-10（c）中，因VD3正向导通而UM=UN，因PQRDCL谐振而UP=UN，从而UP=UM，从而V3单管斩波时也以ZVS软开通。（4）精简桥式电路相开关软开通原理精简桥式电路是在不对称半桥式电路基础上改进的结果。因为绕组和开关IGBT为串联关系，只有每相绕组所串的两个开关同时导通才能给绕组供电，这样让每个上臂开关分别和两个下臂开关配合（或者说每个下臂开关分别与两个上臂开关配合）控制两个相绕组，就可达到分时复用每个开关的目的，从而使开关数量减半。但每两个开关对一相绕组的控制方式和不对称半桥拓扑中的控制方式一样，换相过程和斩波过程中续流规律也相仿，图2-11给出V1，V3对绕组Lph1控制时的续流情况。由图2-11（a）所示的双管同时斩波的续流路径知：VD1，VD3均正向导通，于是UA=UN，UB=UP，当谐振直流环节产生谐振槽期间UP=UN，所以就有UA=UP，UB=UN，这时V1，V3就可以ZVS方式软开通。图2-11（b）为V3导通期间V1由截止向开通过渡瞬间Lph1中电流回路，可见此时VD1正向导通，故UA=UN，又因PQRDCL谐振使UP=UN，从而V1集-射电压UPA=0，因此V1为ZVS软开通。图2-11（c）是保持V1导通而由V3斩波时的情况，VD3正向导通使UB=UP，而PQRDCL谐振使UP=UN，故UB=UN，因此V3为ZVS软开通。2.3.2PQRDCL型软开关变换器谐振工作模式分析以图2-2所示不对称半桥变换器为例分析PQRDCL型电路的谐振工作模式，设采用单管斩波方式，考虑对绕组Lph1的控制过程：V2保持开通，V1在PWM信号控制下不停地通断以调节Lph1中的电流iph1，与此同时，辅助开关管Va1，Va2，Va3受谐振时序控制而通断，协助Cr，Lr完成谐振，给V1软开通创造零电压条件。因与Cr相比，相开关所并缓冲电容的容量极小，忽略其对相电流的影响，设所有开关器件及二极管均为理想元件，若将V1从一次关断到下一次关断定义为一个斩波周期，图2-12所示为一个斩波周期的控制时序及准谐振波形，其中sVa1为Va1的触发信号，sVa2为Va2，Va3共同的触发信号，sV1为V1的触发信号；iLr为谐振电感电流，uCr为谐振电容电压。图2-13给出变换器处于不同工作模式下的等效电路，图中忽略电源输出波动，用恒压源Ud代替整流滤波后的直流电源，实线所示为相应模式下的有效路径。模式a：[～t1]在t1时刻前，sVa2=0，Va2，Va3处于关断状态，iLr=0，uLr=0，uCr=Ud，准谐振电路处于静止状态；sVa1>0，sV1>0，Va1，V1，V2均处于通态，直流电源Ud给相绕组Lph1供电，流过电流iph1，等效电路如图2-13(a)所示。模式b：[t1～t2]t1时刻令sV1=0，关断V1，则相绕组Lph1续流，续流路径为：Lph1右端→V2→VD2→Lph1左端，等效电路如图2-13(b)。模式c：[t2～t3]如图2-13(c)，在t2时刻令sVa2>0，Va2，Va3触发导通，因电感电流不能突变，所以器件Va2，Va3为零电流软开通。从t2时刻起，在电压Ud作用下，电流iLr从零开始增加，给Lr储能，直到t3时刻达预设值I1，Lr中积蓄了足够能量。回路的S域运算电路如图2-14，电流的S域表达式为（2-8）求拉普拉斯逆变换得区间[t2，t3]内电流表达式（2-9）将iLr(t3)=I1代入（2-9）可得电感预储能所用时间（2-10）模式d：[t3～t4]t3时刻关断Va1，因电压uCr一直保持Ud且不能突变，使Va1端电压为零，故该动作属零电压软关断。Va1关断后，为了维持电感电流iLr连续，电容Cr上电荷经Lr释放，谐振元件Cr，Lr开始经Va2，Va3谐振，其初值为iLr(t3)=I1，uCr(t3)=uLr(t3)=Ud，等效电路如图3-13(d)。电压uCr依谐振规律下降，电流iLr则依谐振规律增加，直至t4时刻uCr降为零，iLr上升到I2，谐振结束，母线电压开始进入谐振槽，电路自然过渡到模式e。忽略Lr内阻，模式d阶段电路的S域运算模型如图3-15所示。相应的拉普拉斯方程为（2-11）由方程（3-11）可得（2-12）（2-13）反变换后得区间[t3，t4]内谐振电流和电压（2-14）（2-15）式中（谐振角频率），．将uCr(t4)=0代入式（3-15）可求得谐振时间为（2-16）再将（2-16）代入（2-15）式得电流峰值（2-17）模式e[t4～t5]当uCr=0时，二极管VDa2，VDa3导通，Lr中的电流经Va2，VDa2及Va3，VDa3所形成的两个环路续流，如图3-13（e），并维持，（设回路损耗很小可忽略）。此间母线电压，已为开关V1的零电压开通做好准备。模式f[t5～t6]t5时刻触发V1开通，属零电压软开通。V1开通后，因为uPN=0，VD1，VD2均正向导通，故相绕组电流iph1沿V2，Lph1，VD2及VD1，Lph1，V1形成的两个环路续流并逐渐减小，如图2-13（f）。模式g[t6～t7]t6时刻关断Va2，Va3，因且不能突变，同时VDa2，VDa3正向导通，保证了此关断过程为ZVS方式。Va2，Va3关断后，iLr经VDa2，VDa3流入母线，其中一部分进入相绕组Lph1，一部分给Cr充电，电路再次谐振，如图2-13（g）。uCr逐渐上升，到t7时刻上升到Ud，iLr下降到I3。此过程中电路初值iLr=I2，uCr=0，电路的S域运算模型如图2-16所示，式（2-18）为对应的S域方程。（2-18）由（2-18）式求得（2-19）（2-20）求反变换可得电感电流时域表达式（2-21）电容电压时域表示（2-22）将代入式（2-22）可求出该区间长度（2-23）将（2-23）代入式（2-21）求得t7时刻电流值（2-24）模式h[t7～t8]到t7时刻母线电压升至Ud后，VDa1导通，iLr中的一部分经VDa1流向Ud，Va1端电压被箝位到近似为零，此时开通Va1显然属ZVS软开通。Va1开通后，电源Ud开始通过Va1向相绕组Lph1提供电流，电感中剩余的电流也流向相绕组，如图2-13（h）。在恒定电压Ud下，iLr线性减小直至t8时刻衰减为零，此后相绕组电流全部由电源Ud供给，电路工作状态又回到模式a。与模式c相仿，易知模式h电流变化规律为（2-25）从而该区间长度为（2-26）2.4准谐振时间的构成及其影响因素从上一节可知，从相开关断开的模式b到模式h结束准谐振构成一个完整的状态更迭周期，略去模式b（相开关断开到辅助谐振电路启动）所用时间，有（2-27）由此可确定相开关工作的最高频率不能超过（2-28）Tr中除Δt3可根据实际需要在一定范围内调整外，其它时间段由电源电压、谐振元件参数、负载电流及电流预设值I1等因素确定。由式（2-10）知，决定Δt1大小的是Lr，I1，Ud三个变量，其中Ud在系统设计之初首先被确定，而当Ud固定后，Lr，I1与Δt1成正比，其中电流预设值I1可在一定范围内变化，原则是使Lr预先储能足够大，确保在母线零电压期[t4，t6]结束后能维持电机绕组电流的连续，同时能够给Cr充电使UCr≥Ud以完成谐振。可见，I1大小与电机绕组电流紧密相关，要求I1取值应大于相开关切换瞬间的负载电流值并留出给电容Cr充电的余量，但I1太大会导致辅助谐振回路中开关器件的导通损耗增大，同时也使得Lr的容量和损耗增加，在Lr不变的情况下还会使Δt1增大，直接牺牲最高频率。因此，I1的大小需要综合考虑主开关器件工作频率要求、电机容量（绕组电流）以及谐振电路效率等多种因素。为简化控制，I1可取大于绕组电流最大值的某一值，待谐振完成后再将多余的储能回馈电源和传递给电机绕组。对Δt2而言，由式（2-16）可知（2-29）（2-29）式表明，Δt2总是小于元件Lr，Cr自然谐振周期的1/4，可见，与Δt1相比，Δt2在Tr中所占比重非常小，对fmax影响甚微。Δt4跟电机绕组电流有一定关系，但由式（2-23）易知（2-30）可见Δt4同样不会超过元件Lr，Cr自然谐振周期的1/4，对fmax影响也很小。由（2-26）、（2-17）及（2-24）式可得（2-31）所以Δt5最终由Lr，Cr，Ud，I1和iph1五个参量决定，其值小于Δt1，但在Tr中所占比重也较大。设能将Cr电压由0充到Ud所对应的电感电流为IΔ,略去损耗，据能量守恒定律有（2-32）由式（2-32）可得（2-33）如取电源Ud=536V，谐振元件Lr=5.1μH，Cr=0.1μF，由式（2-33）可算得，设绕组电流ipmax=240A，则电感储能预设值I1≥IΔ+iph1=315A，进一步可求出其它参数，汇总如表2-1。表2-1一组PQRDCL电路参数Table2-1AsetofcircuitparametersofPQRDCLcircuit参数/单位Z0/Ωω0/rad/sI1/AI2/AI3/AΔt1/µsΔt2/µsΔt4/µsΔt5/µs参数值7.141400280315323.8277.42.9970.1670.792.64设Δt3=5µs，则完成一次准谐振所需时间为Tr=11.594µs，适用频率上限fmax=86.25kHz，从表2-1也可看出，两个谐振期时间Δt2，Δt4均极少，Δt1，Δt5及Δt3是构成Tr的主要成份。2.5PQRDCL型SRD功率变换器数字仿真图2-17是并联准谐振直流环节型软开关SRD功率变换器控制示意图。由图可知，相开关控制逻辑及驱动模块首先通过检测SRM转子位置确定换相时刻，再根据绕组电流控制PWM占空比，两者相结合生成功率变换器所需的6路驱动信号，控制功率开关器件的动作；谐振时序逻辑及驱动模块则据来自相开关控制逻辑及驱动模块的信号生成PQRDCL电路所需的驱动信号，控制谐振电路的动作。在用PSPICE软件对PQRDCL型SRM功率电路进行数字仿真中，为简化系统模型，用RL串联代替电机绕组。首先，在取定的一组谐振电路和电机绕组参数下对谐振控制时序进行调节，观测谐振波形的变化情况；其次观察电机绕组参数改变时谐振波形的变化，以考察电路的适用范围和特性。2.5.1谐振仿真波形分析及相开关开通时刻调节在表2-2所示的一组电路参数下，保持谐振辅助开关Va1，Va2，Va3的通断时刻不变，调节相开关开通时刻，图2-18、图2-19分别给出相开关靠前和靠后开通时所对应的仿真波形。表2-2第一组PQRDCL电路仿真参数Table2-2FirstgroupofPQRDCLcircuitparametersforsimulation参数/单位Ud/VLr/µHCr/μFLph1～Lph3/mHRph1～Rph3/ΩC1～C6/μF参数值5365.10.11520.01图中SV1为相开关控制信号，SVa1为辅助开关Va1的控制信号，SVa2为辅助开关Va2，Va3的控制信号，iLr，UCr分别为谐振电感电流和电容电压。由此两幅图可见，首先是SV1低电平到来关断V1，稍后SVa2，SVa3由低电平变为高电平，Va2，Va3使Va2和Va3开通，iLr随即从零开始线性增长，直到SVa1变为低电平使Va1关断，经短暂的谐振后，uCr降为零而进入低电压箝位期。此后iLr维持最大值，uCr保持零值直到SVa2，SVa3低电平到来使Va2，Va3关断。在从母线电压进入低电平期到Va2，Va3关断之前的这段时间内，SV1变为高电平使得V1以零电压方式开通。Va2，Va3关断后电路又开始谐振并给电容充电，uCr随之上升到电源电压值，然后SVa1高电平到来触发Va1导通，随后，iLr呈线性衰减直至为零。比较两图能够发现，尽管后者比前者的SVa1滞后4μs，两种时序下的谐振波形还是基本相同，说明相开关切换时刻落在母线电压为零期[t4，t6]任意一点均可，而该区间长度又可通过调节Va2的关断时刻加以控制。2.5.2正常谐振时各开关器件的电压电流波形图2-20～图2-23分别为在图2-19时序下各辅助开关和相开关切换过程中开关器件的电压、电流波形。图2-20中SVa1，uce1，ic1分别为辅助开关Va1的控制信号和电压、电流波形，在t=200.184ms时SVa1低电平到来，ic1是在uce1保持为零的情况下迅速下降为零，然后uce1才由零值上升，图2-21为Va1关断时的时间轴局部放大图，由此清晰可见零电压关断的过程；而在t=200.19118ms时刻SVa1高电平到来时，ic1和uce1均为零值，稍后才有ic1从零开始逐渐增大，显然为零电压兼零电流开通。因器件Va2，Va3的端电压和电流波形完全相同，故只给出Va2通断过程的情况，如图2-22所示。其中SVa2为Va2的控制信号，uce2，ic2分别为Va2的电压和电流波形，可见，当t=200.180msSVa2高电平到来时，ic2先保持为零，待uce2降为零后ic2才由零逐渐增加，属零电流软开通；而当t=200.190ms，SVa2电平由高变低时，则是ic2先降为零而后uce2才从零开始上升，属零电压软开通。图2-23中SV1，uce和ic分别为相开关V1的控制信号和电压、电流波形。因相开关所并缓冲电容非常小，所以t=200.175ms时的关断过程电压上升斜率较大，将虚线圈出部分在时间轴上放大后如图图2-24所示，可以看出，当SV1低电平到来后，待ic先降为零后uce才由零值上升，属零电压关断；而t=200.175ms时uce在PQRDCL的作用下已接近于零电平（62.765mV），很明显属零电压软开通。2.5.3电感储能期对谐振影响的仿真图2-25所示为电感储能不足时的仿真波形。电路参数保持表2-2所给值不变，辅助开关Va2和Va3开通时刻不变，Va1关断时刻提前，从而使Lr充电时间缩短，导致实际I1偏小，Lr中所储能量不够同时维持绕组续流和电容充电，使谐振不能正常进行。与附录图A-1相比，图2-25中Va1关断时刻由200.