DSP应用系统设计大作业

DSP应用系统设计大作业

专业：电子与通信工程

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题目一

一、线性调频(LFM)信号

为了提高雷达的作用距离和距离分辨率，实际中通常采用宽脉冲发射以提高

发射的平均功率，保证足够大的作用距离；而接收时采用相应的脉冲压缩算法获

得窄脉冲，以提高距离分辨率，较好的解决了雷达作用距离与距离分辨率之间的

矛盾。而获得大的频带信号，采取LFM信号调制，可以将信号频域展宽，同时也

充分利用了雷达发射功率，扩大作用距离，接收时采用匹配滤波器(Matched

FiIter)压缩脉冲。

线性调频(LinearFrequencyModuIation)信号是指频率随时间而线性改

变(增加或减少)的信号。线性调频信号s(t)可表示为：

s(。=rect早e2

-T/2<t<T/2(1.1)

式中力为中心频率，为矩形信号，

rect(/-)J=<i,|IT1|U2

'[0,others

(1.2)

K=B/T,是调频斜率，可得信号的瞬时频率为

f=±^=±iUft+^i\=f+Kt

Ji2兀dt271dt\_(Jc2Jc

-T/2<t<T/2(1.3)

T为线性调频信号的时宽，B为带宽。可知瞬时频率呈线性变化，当K>0时，

频率递增，K<0则递减。

将1.1式中的信号重写为：

sQ)=S(t)eJ2^

(1.4)

式中，

S(t)-rect(J—)einK,Z

(1.5)

是信号s(t)的复包络，也即为零中频LFM信号。

根据题目栗求，可知波形数据采样频率fs=20MHZ,取脉冲宽度7=123,

则可以得知采样数据长度N=/7=2400,调制带宽为B=6MHZ。利用Matlab

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生成所需调频信号，并生.dat数据文件以便VisualDSP++软件仿真调用。信号为

复数信号，复数数据实部虚部交叉存储，奇数序列为实数序列，偶数序列为虚数

序列。以下Matlab程序产生式(1.5)的零中频线性调频信号：

dearall;

T=120e-6;

B=6e6；

K=B/T；

Fs=20e6；

N=T*Fs;

t=/inspace(~T/2fT/2fN);

St=exp(j*pi*K*t.^2);

subplot(221),plot(t*1e6trea/(St)Jk9;

title(，零中频线性调频信号的实部');

xlabel('Timeinus'),ylabel('real(St),);

gridon;axis([-3030-11]);

subplot(222),plot(t*1e6,imag(St),'k');

title('零中频线性调频信号的虚部');

xlabel('Timeinus'),ylabel('imag(St),);

gridon;axis([SO30-11]);

freq二Iinspace(-Fs/2,Fs/2,N);

subplot(223),plot(freq*1e-6,fftshift(abs(fft(St))),,k');

titleC零中频线性调频信号的频谱,);

xlabe/('FrequencyinMHz')fylabe/CS(f)');

gridon;axistight;

fi=K*t;

subplot(224),plot(t*1e6ffi*1e-6,'k')；

title(，零中频线性调频信号的瞬时频率');

xlabel('Timeinus'),ylabel('fiinMHZ');

gridon;axistight;

saveinput,dat-asc77St

fd=fopen('input.dat'wt');

a=rea/(St);

b=imag(St);

fori=1：1:2400

fprintf(fdf'%g\n',a(i));

，

fprintf(fd,%g\n'fb(i));

end

fc/ose(fd);

如图1所示为零中频线性调频信号各曲线图。

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图1零中频线性调频信号各曲线图

二、脉冲压缩原理

脉冲压缩技术是指雷达发射出宽脉冲信号，在接收端回波宽脉冲信号通过处

理后得到窄脉冲的实现过程。

脉冲压缩器的设计实际上就是匹配滤波器的设计。匹配滤波可以在时域实

现，也可以在频域实现。式1.5的零中频线性调频信号即为发射信号，根据匹配

滤波理论，它的匹配滤波器时域脉冲响应为：

恤)=S*(-r)

(2.1)

将式(1.5)代入式(2.1)得

//(/)=red(")

(2.2)

S⑴下匹配滤波h(t)SO(y

图2零中频LFM信号的匹配滤波

LFM脉冲信号经匹配滤波器后的输出SO(t)信号，当时，包络近似为辛

克(sine)函数。而此时压缩后的脉冲宽度：TO=1/B,LFM信号的压缩前脉冲宽

度T和压缩后的脉冲宽度TO之比通常称为压缩比D,即

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(2.3)

式(2.3)表明，压缩比也就是LFM信号的时宽频宽积。

输出SO(t)的最大副瓣电平为主瓣电平的13.2dB,在多目标环境下，旁瓣会

淹没附近较小的目标，从而引起目标丢失，所以通常引入加权函数(窗函数)对

信号进行失配处理以抑制副瓣产生的消极影响，其副作用是输出信号的包络主瓣

降低、变宽，即旁瓣抑制是以信噪比损失及距离分辨力变坏作为代价的。设时域

加权函数为w(t),加权函数可以选择海明窗、汉宁窗等。则加权后输出为：

(2.4)

频域实现实际上就是将时域的匹配滤波的时域卷积运算转到频域来运算(快

速卷积算法)。因脉冲压缩的点数比较大时，频域FFT法的处理速度要比时域实

现快很多，大大减少了运算量。

用频域FFT法实现脉压的具体过程如图3如下：对信号S(n)进行FFT变换

得到S(K),S(K)与发射信号S(n)的FFT的复共机S*(K)相乘，然后再对乘积作

IFFT而获得时域脉压结果。由于S*(K)可以预先算出存入DSP的RAM空间里，每

次运算时，只需读出RAM中的数值即可进行运算。因此S*(K)可以利用Matlab

直接生成。软件生成后在对脉压作加窗处理时，仅需将窗函数W(K)与S*(K)的乘

积H(K)=S*(K)•W(K)存入RAM中即可，不会额外增加存储量及运算量。用频域

FFT法实现高速数字脉冲压缩，文中的脉冲压缩就是基于图3的原理实现的。

图3频域脉冲压缩原理结构图

为节省运算时间，所以将频域脉压系数H(K)预先处理好。已知输入信号序

列为零中频线性调频信号，根据题目要求在第二节已求出输入信号序列，因此根

据公式易求出匹配滤波系数序列h(n),但为保证利用FFT计算线性卷积不出现

混叠失真，则循环卷积长度必须满足L=N+M7,其中L为卷积长度，N和M分别

为两卷积序列长度。根据MATLAB生成的输入数据可知N和M均为2400点，因此

卷积长度，由于采用FFT进行计算，因此L必须为2的整数次幕，取最小值为

81920因此此设计中所有FFT和IFFT运算点数均为8192点。通过改变窗函数

w(t),可以得到三组H(k)序列文件，分别为矩形窗、汉宁窗和汉明窗，对应于

文件reaI.dat/imag.dat,rea11.dat/imag1.dat,rea12.dat/imag2.dat三组文

件，以便VISUALDSP++软件仿真时进行导入。

MatIab生成H(K)序列源代码如下：

dearall;

T=120e-6;

B=6e6；

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K=B/T;

Fs=20e6；

N=T*Fs;

t=/inspace(-T/2,T/2,N);

St=exp(j*pi*K*t.^2);

N_fft=4096;%因采样数据长度N为2400则脉压fft点数4096

ht=conj(fliplr(St));%匹配滤波h(t)

wtO=boxcar(N);

wt1=triang(N);

wt2=hanning(N);

wt3=hanvning(N);

wt4=b/ackman(N);

beta=7.865;

wt5=kaiser(N,beta);

htO=ht.*wt3';%这里默认加汉明窗函数

Ht=fft(htO,N_fft);

a=rea/(Ht);

b=imag(Ht);

savereal,dat-asciia

fd=fopen('real,dat'wt');

fork=1:1:N_fft

fprintf(fdf'%g\n',a(k));

end;

saveimag.dat-asciib

fd=fopen('imag.dat\'wt');

fork=1:1:N_fft

fprintf(fdf'%g\n'fb(k));%文本文件实际点数N_fft*2

end;

fclose(fd);

三、VISUALDSP++脉压仿真

3.1线性调频信号序列输入

由MATLAB软件生成LFM信号序列，文件为input.dato文件中共2400个复

数序列，其中偶数列为实数序列，奇数列为虚数序列，因此共4800个数据。下

图为在VISUALDSP++软件中导入input.dat文件并利用其画图功能画其波形：

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reaKS(t))

imag(S(t))

图3零中频信号上半部为实部波形，下半部为虚部波形

3.2匹配滤波系数频域序列输入

由第二节计算可知，匹配系数H(K)序列为h(n)进行4096点FFT变换得到，

因此H(K)共有4096个复数序列，并且将实数序列与虚数序列分别存储成

reaI.dat和imag.dat两个文件。在第二节中利用MATLAB软件生成H(k)序列已

详解。根据矩形窗、汉宁窗、汉明窗生成三组序列文件分别

reaI.dat/imag.dat,rea11.dat/imagi.dat*口real2.datZimag2.dat0利用

VISUALDSP++软件进行导入并画出波形图如下：

图4矩形窗H(k)序列上半部为实部波形，下半部为虚部波形

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图5汉宁窗H(k)序列上半部为实部波形，下半部为虚部波形

图6汉明窗H(k)序列上半部为实部波形，下半部为虚部波形

根据原理结构图可知，脉冲压缩共分为FFT、复数乘法、IFFT和模值衰减变

换四个模块。其中FFT模块采用VISUALDSP++软件中自带模块。而IFFT可采用

如下方法求解，因

IN-1

/vk=0

——I*

=.[£X*(K)W.TFFT[XXK)]}*

,0<n<N-l

(3.1)

由式(3.1)可得，先将X(K)取复共朝，然后直接调用FFT子程序进行FFT

运算，最后再取复共机并乘以1/N得到序列x(n)o这种方法虽然用了两次取共

朝运算，但可以与FFT共用一子程序，提高了子程序利用率。

四、结果分析

4.1输出结果

利用VISUALDSP++软件设置断点功能画出各部分输出波形，波形图分别如

下：

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图7零中频线性调频信号8192点FFT波形

图8矩形窗加权系数脉冲压缩压缩后波形

图9矩形窗系数脉冲压缩后局部放大波形

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图10矩形窗脉冲压缩后衰减波形

图11汉宁窗压缩后波形

VMM

图12汉宁窗压缩后波形局部放大

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VMM

图13汉宁窗脉压后衰减波形

图14汉明窗脉压后时域波形

图15汉明窗脉压后局部放大波形

图16汉明窗脉压后衰减波形

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4.2加窗对脉压性能的影响

线性调频信号匹配滤波器输出端的脉冲，是经过压缩后的窄脉冲，输出波形

具有辛克函数的性质，除了主瓣外还有时间轴上延伸的一串副瓣。靠近主瓣的第

一副瓣最大，其值较主瓣峰值只得13.46dB,第二副瓣在降低4dB,以后依次下降。

副瓣零点间的间隔为1/B。匹配滤波器输出的旁瓣太高是脉冲压缩雷达的缺点，

实际使用中采用加窗的准匹配滤波器来改善副瓣的性能。实际应用中的匹配滤波

器需要加窗，以实现旁瓣的抑制，但窗函数点数N固定时，也会导致主瓣的展宽，

旁瓣的抑制和主瓣的展宽二者彼此矛盾，需要以实际需要折衷考虑，即在副瓣输

出达到栗求的情况下，应使主瓣的展宽及强度变化值最小。以下分析不同的窗函

数对脉压结果（主瓣宽度和幅度增益）的影响。首先给出六种窗函数自身的性能：

表1六种窗函数的主要参数

窗函数主瓣宽旁瓣过度带阻带最

类型度/rad电平/dB带宽/rad小衰减/dB

矩形窗4WN-131.8%/N21

三角窗肺/N-256.1兀/N25

汉宁窗肺/N-316.2兀IN44

汉明窗8)/N-416.6兀N53

布莱克\2兀/N-571U/7V74

受窗

凯塞窗-571b兀/N80

夕=7.865

根据时宽带宽积可以的到脉冲压缩比为40。原脉压前脉冲宽度为20us,对于

20MHz的采样频率，对应采样点400,那么脉压后主瓣宽度采样点数为

2*（400/40）=20点（主瓣宽度等于2倍的零点带宽）。下面考虑加窗对脉压结果增

益（以主瓣最大增益为准）的影响和脉压后脉冲宽度（第一零点带宽为准）的影响。

表2加载六种窗函数后DSP脉压对脉冲宽度、增益的影响

窗函数类型脉冲主瓣宽度脉冲增益第一旁瓣增益（第一

（采样点数）（主瓣最大增益）旁瓣最大增益）

佚巨形窗2040083.5

三角窗44200.510.1

汉宁窗40200.55.4

汉明窗38216.53.1

布莱克曼581650.89

窗

凯塞窗54175.70.85

夕=7.865

从表2可以得到结论:

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脉压可以提升脉冲的增益，幅度增益与原宽脉冲时宽有关。加窗可以有效地

抑制副瓣，但是要以主瓣展宽和增益下降为代价。相对而言，一般情况下，选择

汉明窗可以获得较好带宽和增益折衷。线性调频信号经过压缩处理接收后的信号

幅度峰值是原来发射信号幅度峰值的（D为脉压比）倍，即输出脉冲峰值功率比输

入脉冲峰值功率增大了D倍。在要求发射机输出功率一定的情况下，接收机输出

的目标回波信号经过匹配滤波压缩处理，具有窄的脉冲宽度和更高的峰值功率，

前者提高距离分辨率而后者符合探测距离远的战术要求，这充分体现了脉压体制

独特的优越性。从反侦查的角度来说，脉压雷达比普通雷达具有更强的生存能力。

由于线性调频信号的幅度和信噪比更小，有侦查方程可知，同等灵敏度的侦察机

其侦查距离为原来的，所以在雷达应用领域，脉压雷达具有功率优势，应用前景

十分广阔。

五、附录

部分主程序代码如下：

//*******************/nc!udes********************//

#include〈stdio.h>

Uinclude〈sysreg.h>

/tinelude<bu/Itins.h>

#include<math.h>

Uinclude"FFTDef.h"

externfft32(float(*)[],float(*)[]ffloat(*)[],float(*)[],int,/nt);

externinit();

^pragmaa/ign4

section(udata1ab")

floatoutput[2*N];//FFT函数输出变量

floatreal[N]；//变换中实部序列N=4096

floatimag[N];〃变换中虚部序列

floatmax;//脉压后

floatinput[4800]={

#include"LFM/input.dat"

};〃输入信号文件其中偶序列为实部

floatinputl[2*N];//变换信号数据缓冲

floatrea/_coff[N]={

#include"LFM/rea/.dat"

｝；

//滤波器4096点fft实部rea//real1/real2分别为矩形窗、汉宁窗、汉明窗滤波

系数//

float/mag_coff[N]=｛

#include"LFM/imag.dat"

｝；

//滤波器4096点fft虚部imag/imag1/imag2分别为矩形窗、汉宁窗、汉明窗滤波

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系数//

/^pragmaa/ign4

section("data2ab〃)

floatp/ng_pong_buffer1[2*N];

/fpragmaa/ign4

section("data3ab")

floatping_pong_buffer2[2*N]；

volatileint/,

tmp_iO,

tmp_H;//用于计数(程序各段计时)

//*************************ma/n

voidmain(void)

inti;

#7fdefinitiaIization_error

printf("ERROR：ThisFFTfunctionworkson!yinthefollowingcond/1/ons:\nn);

printfC-Nmustbeapowerof2\n");

Uifdef_ADSPTS201_

printfC-forrealinputs,64<=N<=32768\n");

printfC-forcomp/exinputs,32<=N<=16384\n");

#e/se

printfC-forrealinputs,64<=N<=8192\n);

printfC-forcomp/exinputs,32<=N<=4096\n");

#endif

printf("PleasechangethesettingsinthefileFFTDef.h\nu);

#e/se

/*inthecaseofTS201,atthebeginningoftheprogramthe

cachemustbeenabled.Theprocedureiscontainedincache_enabIemacrothat

usestherefreshrateasinputparameter

TfCCLK=500MHzfrefresh_rate=750

-ifCCLK=400MHz,refresh_rate=600

-ifCCLK=300MHzfrefresh_rate=

-ifCCLK=250MHz,refresh_rate=375*/

_ADSPTS201_

asm("#include<defts201.h>");

asm/ude<cache_macros.h>");

asm(ucache_enabIe(750);");

asm(“#inc/ude〈in/_cache.h>");

asmludeCfftdef.h>");

asm("pre/oad_cache;");

#endif

tmp_iO=_builtin_sysreg_read(_CCNTO);//readinitialeyeIe

for(i=0;i<4800；i++)

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input1[i]=input[i];//信号传输至inputl变换缓冲区

}

/////////////////////////////FFT运算〃〃〃〃〃〃/〃〃〃〃〃〃//

fft32(&(input1),&(ping_pong_buffer1),&(ping_pong_buffer2),&(output),N,

COMPLEX)；//8192点FFT变换

for(i=0;i<N；i++)

(

real[i]=output[2*i];//线性调频信号FFT变换后实部

imag[i]=output[2*i+1];//.线性调频信号FFT变换后虚部

)

//////////////////////////§,数乘法运算〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃/

for(i=0;i<N；i++)

(

input1[2*i]=reaI[i]*real_coff[i]-imag[i]*imag_coff[i];

inputl[2*i+1]=-rea/[i]*imag_coff[i]-real_coff[i]*imag[i];//取共彩

)

//////////////////////1FFT运算〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃/

fft32(&(input1),&(ping_pong_buffer1),&(ping_pong_buffer2),&(output),N,

COMPLEX)；//8192点FFT变换

for(i=0;i<N；i++)

(

reaI[i]=output[2*i]/N;//

imag[i]=~output[2*i+1]/N;//取共存

}

/*到此完成了脉冲压缩,也就是完成了匹配滤波*/

///////////////////////窄脉冲幅度

/〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃〃//

for(i=0;i<N；i++)

(

real[i]=sqrt(real[i]*rea/[i]+imag[i]*imag[i]);//求复数模

)

max=rea/[0];

for(i=0;i<2*N;i++)//求脉压后模最大值

(

if(real[i]>max)

(

max=rea/[i];

for(i=0；i<2*N；i++)//袤减变换

(

rea/[i]=rea/[i]/max;

reaI[i]=20*1og10(reaI[i]);

}

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tmp_71=_buiItin_sysreg_read(_CCNTO);//

printf("eyeIecount=%d",tmp_i1-tmp_/0);//printthecyclecount

#er)dif

}

题目三：基于ADSP-TS101的雷达信号处理机实现

一、绪论

1.1背景

经过几十年的发展，今天的雷达提供的有关目标的信息已经远远超出了它最

初的定义，不论在地面、舰船、飞机、导弹、太空都活跃着雷达的身影，雷达的

原理已经在几兆赫兹到紫外线的频率范围内得到了应用，雷达的性能和用途也发

生了巨大的变化，雷达的发明使人类在军事、通讯、航空、航体、跟踪测量等领

域的技术发生了本质的重大飞跃。

雷达信号处理是雷达系统的一个极其重要的组成部分，用于雷达在复杂

背景（包括杂波和干扰）下对目标的检测和目标信息的提取，现代雷达技术的发

展越来越倚重于信号处理。雷达信号处理不仅大大的提高了在复杂背景下对目标

的检测能力，而且也提供了更加丰富的信息，如对目标进行成像及目标识别等。

因此，雷达信号处理是当前雷达技术研究中最活跃、发展最为迅速的部分之一。

近几十年，雷达信号处理的研究取得了长足的进步和发展，五十年代实

现了抑制杂波的时域滤波以及对复杂信号的匹配滤波，六十年代实现了对有源干

扰的空域滤波，并且提出了对变化环境的自适应滤波。六十是年代以来随着数字

技术的实际应用和不断发展，使得雷达整体性能大幅度提高。进入到八十年代之

后，微处理技术，特别是数字信号处理器的发展，是雷达信号处理完成了从模拟

到数字的转化，除了极大的提高了雷达信号处理机的性能之外，还大大提高了整

个处理机的系统可靠性，减小了体积和功耗，使得其应用范围变得日益广泛。

不同的信号处理领域对数据处理的速度要求不尽相同。在一般情况下，

通信和语音信号处理中需要每秒几千万次到几亿次运算，在视频信号和图像处理

中，需要每秒几亿次到几十亿次运算，而在雷达和声纳信号处理中，常需要每秒

几十亿到几百亿次运算。此外，通信、语音、图像处理中信号动态范围有限，一

般用定点运算就可以满足工作要求，而雷达和声纳信号处理需要较大的数据动态

范围和数据精度，按定点处理可能发生溢出，往往必需用浮点运算完成，同时，

雷达信号处理不同于其他类型的信号处理，不仅运算量大，数据吞吐量也很大，

这样对处理单元的输入输出速度和处理机互联网络的通信能力都有很高的要求。

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因此，雷达信号处理采用高速度，高精度，大动态范围，高数据吞吐量的处理系

统势在必行。

正是由于雷达信号处理的这些要求，使得在进行系统设计前必须进行

DSP选择。DSP分为专用DSP和通用DSP两种，前者的运算是用硬件直接实现的，

速度快，但是灵活性差，而且几乎都是定点的，精度和动态范围有限，通用DSP

的运算和处理是基于软件实现的，兼容性好，可根据实际需要选择采用定点或浮

点运算，具有较强的扩展能力，而且在速度方面也已超过某些专用DSP。

1.2概述

本文研究的目的是实现基于通用DSP—TSI01的雷达信号处理机。该信号处

理机主要由脉冲压缩(PC),动目标检测(MTD),自动角测量，恒虚警处理(CFAR)

等几个模块组成。

二、系统硬件设计

2.1处理器简介

AD公司的ADSP-TS101STigerSHARCDSP(简称TS101)是一款高性能

的数字信号处理器，是SHARCDSP的下一代产品。与SHARCDSP相比，TigerSHARC

在速度、内部存储器容量、处理器的体系结构，以及处理器提供的外部资源方面

都做了改进，更加适用于构成各种不同的并行多处理器系统。概括的讲，TS101

具有如下主要特点：

(1)核时钟频率。TS101有两种型号，一种内部核时钟频率可以达到300MHz,

即指令周期3.3ns。另一种内部核时钟频率可达250MHz,即指令周期4ns。

(2)片内两个计算块——X和Y。每个运算块有一个64bitALU,一个乘法

器，一个64bit移位器和一个由32个寄存器构成的寄存器组，可以执行定点和

浮点的算术逻辑等通用运算。而SHARCDSP只有一个计算块，相比之下TS101

具有更强的运算能力。

(3)三条内部地址/数据总线。每条总线都连接到三个内部存储器块中的一

个。三条总线都是128bit宽，可以在任何一个周期使用任意一条总线传送多达

四条指令或四个对其的数据。这样TS101内核可以在任何一个周期并行访问三个

存储块，一个取指令，两个访问数据。

(4)有两个整数算术运算逻辑单元J-IALU和K-IALU。每个IALU都包含一

个寄存器堆和8个专用的循环缓冲寄存器。两个IALU能提供更强大的地址产生

能力和通用的整数操作。

(5)有6M位的大容量片内SRAM。分为三个2M位的存储块MO、M1和M2,

每一个存储块都能够单独存储程序、数据或同时存储程序和数据。

(6)DMA控制器。其拥有14个DMA通道，提供了在处理器核不干预条件下

的零开销数据传送。

(7)SDRAM控制器。SDRAM的地址、数据引脚可以与TigerSHARC的直接相

连。另外，TigerSHARC提供专用的寻址空间来支持SDRAM。

(8)4个链路口。其支持点对点的高贷款数据传送，通过单个链路口可以

以250Mbytes/s的速率进行数据传输。四个链路口为处理器与处理器之间的通讯

提供了一个良好的途径，总吞吐量多达每秒IGbytes。

(9)多处理器特性。当单个DSP芯片组成的系统不能满足处理要求时，TS101

通过外部口或者链路口与其它TS101相连构成多处理器系统。TS101的外部总线

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支持多达8个DSP外加Host处理器的并行总线连接。在构成多处理器系统时，

处理器之间无论是采用共享总线方式，还是采用链路口相连方式，都不需要任何

外加控制，实现无缝连接，在并行总线上可以以800Mbytes/s的速率进行数据传

输。

2.2雷达信号处理机系统构成

雷达信号处理系统由中频信号相干检波模块、脉冲压缩模块、相参积累、参

数检测(包含速度、距离、方位角等参数的MTD)和恒虚警处理及大部分组成。

中频信号相干检波模块主要工作为：对A/D变换后送来的25M中频信号进

行相干检波，使数字回波信号变成分离为I、Q两路的零中频信号，然后对其进

行抽样处理，最后把抽样后的数据打包成32bit送往脉冲压缩模块。其中低16bit

为I路信号，高16位为Q路信号。

其系统原理如图1所示：

路

和

标

目

冲

脉

离

和路中频,距

缩

压

中频

度

A/D速

块

模

信号

向

航虚

相干参

仰

俯警

差路中频检波积

检

差路角

A/D模块累处

脉冲测理

压缩

模块

图1雷达信号处理机系统原理

如图1所示，中频信号相干检波模块将和/差两路信号分别送入和路/差路

脉冲压缩模块，两路脉冲压缩各自独立运行，把脉压结果送入相参积累，经过相

参积累后系统的信噪比有所提高，利于检测模块对距离、速度、方位角等参数的

检测，当完成这些工作后。结合检测后的数据与初始判定门限进行恒虚警处理。

该雷达信号处理机一共用三片TSI01完成相干检波后信号处理，其硬件结构

如图2所示。图2给出了主要的芯片以及各芯片之间的信号连接关系。其中，TS101

一A和TS101-B分别完成和路和差路数据的脉冲压缩，TS101-C完成相参积累、

MTD检测、角度测量、CFAR处理等工作。

TSI01-A和TSI01-C采用EPROM引导方式，TSI01-3采用链路口引导方

式。在对引导芯片EPR0M-A作配置时，除了在EPR0M-A中装载和路脉压片(A)所

需的程序及相关参数以外，还要将差路脉压片(B)所需的程序及相关参数一并装

载。当TSI01-A经EPR0M—A成功引导后，它不仅从EPROM中获得了自身正常

运行所需的程序和相关参数，而且也获得了差路(B)所需的相关程序信息；通过

硬件连接的链路口1(A)和链路口0(B),TSI01-B经链路口引导，从TSI01-A

中加载自身程序运行所需的相关信息。

从图中可以看出，脉冲压缩和检测片之间采用链路口传输数据信息，其中和

路脉冲压缩后的数据利用TSI01-A和TS101—C各自的链路口0传输，差路脉

冲压缩后的数据利用TSI01-B和TSIOI-C各自的链路口I传输。这样的设计主要

考虑到TSI01-C在作数据检测时需要频繁的和外部SDRAM交换信息，利用TSI01

的链路口一方面充分利用了器件本身的硬件资源，另一方面也避开了多个设备同

时请求总线时造成的总线冲突，提高了系统的运行速度。

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图2雷达信号处理机硬件结构简图

不论和路还是差路脉冲压缩，除了引导方式不同以外，其工作原理与实际工

作流程是完全一致的，因此，TSI01-A和TSI01-B有部分管脚接收同样的控

制信息，如图所示：差转控制提示当前差路信号接收的是航向差还是俯仰差信号；

状态标志0/1共同标志当前脉冲重复周期、脉宽是处于何种状态：同步脉冲中

断到来时，提示前端开始往TSI01输送数据（经过相干检波后的数据），TSI01根

据此中断信号决定何时装载DMA：前端每传输一个数据，发送一次DMA请求，DMA

传输根据请求相应的从外部总线传输一个数据到内部存储器。TSI01-C的状态

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改变输出则是由检测后的结果决定。

三、系统软件设计

3.1脉冲压缩的实现

随着飞行技术的飞速发展，对雷达的作用距离、分辨能力、测量精度和单值

性等性能指标提出了越来越高的要求。测距精度和距离分辨力对信号形式的要求

是一致的，主要取决于信号的频率结构，为了提高测距精度和距离分辨力，要求

信号具有大的带宽，而测速精度和速度分辨力则取决于信号的时域结构，为了提

高测速精度和速度分辨力，要求信号具有大的时宽。除此之外，为了提高雷达系

统的发现能力，要求雷达信号具有大的能量。由此可见，为了提高雷达系统的发

现能力、测量精度和分辨力要求雷达信号具有大的时宽、带宽能量乘积。但是在

系统的发射和馈电设备峰值功率受限的情况下，大的信号能量只能靠加大信号的

时宽来得到。测距精度和距离分辨力同测速精度和速度分辨力以及作用距离之间

存在着不可调和的矛盾。为了解决这个矛盾，人们提出了脉冲压缩理论，脉冲压

缩技术的实现是指雷达通过发射机发射款脉冲信号而接收信号经过压缩处理后

获得窄脉冲的过程，脉冲压缩可以使雷达在峰值发射功率大大降低的情况下同时

获得长脉冲的高能量和短脉冲的分辨率两方面的优点，它较好的解决了雷达脉冲

峰值功率受限和距离分辨率之间的矛盾。同时，宽脉冲的使用可以使多普勒系统

的分辨率提高，相应提高速度分辨率。由于脉冲压缩技术是对回波信号做相关处

理，故系统还具有较高的抗干扰性。

本系统脉冲压缩分为和/差两路，两路脉压分别对前端的和路回波和差路回

波进行脉冲压缩处理。和路脉冲压缩的结果用于目标距离、速度的检测以及在测

角时作为基准信号；差路脉压信号用于航向/俯仰误差角测量。和路脉冲压缩片

在系统启动时，采用EPROM引导方式，从EPROM中载入程序及相关参数（包含差

路脉压所需的程序和参数），在对自身（DSP）做初始化的同时，通过与差路脉压片

硬件相连的链路口对差路脉压片进行引导，完成差路脉压片的程序及参数装载。

除了引导方式不同以外，和路、差路脉压工作原理与程序流程完全一致。图3

给出了脉冲压缩程序的流程图以及时序图。以和路脉冲压缩为例，说明脉冲压缩

的实现过程。

3.1.1程序及系数调入

如图2所示，我们对TSIO1-A采用EPROM启动方式，在硬件设计时将BMS

引脚设置为低。这样当系统加电时，TSIO1检测到BMS为低电平则会自动将程序

及相关参数由EPROM载入。在整个脉冲压缩过程中，系统运算所设计的参数主要

为三种状态的旋转因子以及对应各个状态的匹配滤波器系数。旋转因子及匹配滤

波器系数均由MATLAB软件产生，其中，我们将原始线性调频信号匹配滤波器系

数与海明窗函数在MATLAB中预先进行频域相乘，把其结果作为最后载入DSP的

匹配滤波器系数，这样，在DSP处理时就可省略脉压过程中的窗函数滤波过程，

一定程度上节省了硬件资源，节省了整个程序运行指令周期，提高了效率。

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图3脉冲压缩程序流程图及时序图

为了在程序处理时最大可能的利用TSI01的总线资源，提高脉压处理的速

度，针对TSI016Mbit片上存储区分为MO,M1,M2三个区域及其各区域可具有

独立总线的优点，我们将程序代码放在片上存储区M0,旋转因子及匹配滤波器

系数放在M2,而输入及输出乒乓存储区设置到M1,这样在进行脉压处理中最耗

时间的FFT和IFFT运算时，便可充分利用TSIOI的指令并行优势，试验证明，

这样设置比将所有参与运算的数据采用其他任何方式存放至少节省10%的指令

周期。

3.1.2相干检波后的数据输入

DSP的直接内存访问(DMA)方式可以在不干扰内核操作的情况下独立运行，

对于外部脉压数据的输入，我们采取了中断处理与外部DMA传输相结合的方式。

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当系统初始化完成后，TS101等待IRQO中断，中断到来时，TS101进入IRQO中

断程序，完成外部DMA参数预装处理后，关闭IRQO中断，开启外部DMA中断。

此时，DMA的源地值可为TS1O1外部存储器映射中任意地址，目的地址为内部存

储区M1中输入乒乓存储区其中一个。每一次外部相干检波模块送数据至数据总

线低32Bit时，同时通过DMARO引脚向TS1O1发送DMA请求，每接受一次请求，

DMA进行一个数据的传递，同时DMA的传输数据值总量减一。当DMA的传输数据

值总量减为零时，本次DMA结束，DMA中断产生，TS1O1进入DMA中断程序，在

DMA中断程序中，重新打开IRQO中断，关闭外部DMA中断，同时在程序中，将

DMA结束标志变量景1,把下一次DMA参数中的目的地址指针指向输入乒乓存储

区的另外一个。

因为采用了上述方式，在整个脉压过程中，主程序完全不用考虑外部数据的

传输过程，只需在每次脉压处理之前检测DMA结束标志变量是否为1,然后直接

调用乒乓存储区的数据即可进行后续处理。

3.1.3脉冲压缩处理及数据输出

外部送入的数据采用32Bit数据宽度，其中高16位为I路信号，低16位为

Q路信号，因此，在进行FFT之前，必须将乒乓存储区中的数据解包，同时为避

免定点数据运算溢出时舍位所造成的误差，必须将解包后的数据转换为浮点数

据。

定点转浮点程序运行前首先对DMA结束标志进行循环判断，如果其值为1,

表示DMA传递结束，可以进入数据转换，否则将继续等待。一旦进入定/浮转换

程序，首先要将DMA结束标志置0以避免下次循环出现错误操作。

脉压程序根据FLAG。，FLAG1的值确定当前脉冲压缩处于何种状态，载入对

应的旋转因子以及匹配滤波器系数。而在实际工作中雷达只需检测目标距离，速

度，方位角等信息。故脉压结果的幅度值绝对大小对目标检测没有大的影响，为

了减少运算周期，所