微电子器件基础- 课件 第3、4章 双极型晶体管、MOS场效应晶体管

第三章

双极型晶体管3.1结构与工作原理双极型晶体管的基本概念适用的BJT结构需满足两个条件基区宽度远小于基区少子扩散长度:xB<<LB。发射区掺杂浓度远大于基区远大于集电区：NE>>NB>>NC。BJT由两个背靠背的pn结构成。晶体管三个区域分别称为发射区、基区和集电区。晶体管三个引出端分别称为发射极、基极和集电极。3.1结构与工作原理双极型晶体管的工作状态BJT的四种偏置状态BJT包含两个pn结，一共有四种偏置状态。(1)正向放大：发射结正偏，集电结反偏。(2)反向放大：发射结反偏，集电结正偏。(3)饱和：发射结正偏，集电结正偏。(4)截止：发射结反偏，集电结反偏。放大电路中主要采用正向放大。3.1结构与工作原理双极型晶体管的静电特性BJT可以视为由两个独立的pn结构成，所以建立的pn结静电特性（内建电势、电荷密度、电场、静电势和耗尽区宽度）可以不用修改地分别应用到E-B结和C-B结上。3.1结构与工作原理BJT中的载流子传输发射极电流：IE=InE+IpEBJT电流组成基极电流：IB=IpE+IRB-ICBO集电极电流：IC=InC+ICBOInE：发射结正偏，从发射区向基区注入的电子电流IpE：发射结正偏，从基区向发射区注入的空穴电流IRB：基区中电子和空穴的复合电流ICBO：集电结反偏，集电结的反向饱和电流InC：集电结反偏，到达集电结势垒区边界处的电子，在反向偏压作用下被扫进集电区的电子电流名词解释：3.1结构与工作原理BJT共基极放大系数共基极放大系数：共基极连接方式下，发射极是输入端，集电极是输出端端电流组成：共基极放大系数另一种表达方式：称为基区注入效率称为基区输运系数注入效率描述在输入电流中注入到基区的那一部分所占的比例。基区输运系数是注入到基区的电流中顺利通过基区的那一部分所占的比例。3.1结构与工作原理BJT共基极放大系数定量表达式称为基区注入效率称为基区输运系数定量表达式定量表达式求解少子连续性方程GB、GE为Gummel数，表示基区和发射区的掺杂总数3.1结构与工作原理BJT共发射极放大系数共发射极连接方式下，基极是输入端，集电极是输出端共基极放大系数：端电流组成：β0是发射极电流IE中传输到输出端的那部分InC与不能传输到输出端而成为IB电流的那部分(IpE+IRB)之比。ICEO是IB=0(即输入端B极开路Open)情况下流过输出端（即CE之间）的电流3.1结构与工作原理BJT共发射极放大系数定量表达式G3.2稳态响应BJT共基极特性曲线

共基极输入特性曲线实际就是正向PN结的特性曲线，由于基区宽变效应，输入特性曲线随UCB增大而右移共基极输出特性曲线3.2稳态响应BJT共发射极特性曲线

输入特性曲线与正向PN结伏安特性相似。当集电结处于反偏时，由于基区宽度减小，基区内载流子的复合损失减少，IB也就减少。所以，特性曲线随VCE的增加而右移。3.2稳态响应BJT击穿特性当基极开路时，CE之间的击穿电压为显然，基极开路时，击穿电压远小于基区正向放大偏置击穿电压BVCBO基区开路击穿基区穿通现象3.2稳态响应BJT基区串联电阻及自偏压效应A处：(V

be)aA=(V

be)app-[(RCon)B+RB2)]上压降B处：(V

be)aB=(V

be)aA

-(RB1)A上压降C处：(V

be)aC=(V

be)aB

-(RB1)B上压降D处：(V

be)aD=(V

be)aC

-(RB1)C上压降结论：(V

be)aD<(V

be)aC<(V

be)aB<(V

be)aA<(V

be)app由于RB上压降的影响，

不但结上电压小于(V

be)app

，而且结面上不同位置处结电压不同。距基极条越远，结电压(Vbe)a越小。这一现象称为基区自偏压效应。3.2稳态响应BJT基区串联电阻及自偏压效应

对于大功率晶体管来说，通常基极电流比较大，所以基极横向压降比较大。因此，发射极电流集边现象就更为显著。由于电流集边效应会使晶体管发射结有效面积变小，从而使得在较小的发射极电流下，通过集电区的电流密度就有可能达到了临界电流密度，出现电流放大系数和特征频率下降的现象。克服集边效应的关键在于减小发射结下面的基区（内基区）电阻。发射极单位周长的电容量发射极有效半宽度3.2频率响应交流小信号增益实验和理论分析均表明，随着工作频率的提升，BJT的交流小信号增益α和β均下降BJT的交流小信号增益α和β随频率变化表达式：3.3频率响应交流小信号传输过程发射结势垒电容发射结串联电阻基区少子扩散系数基区宽度集电结势垒区漂移速度集电结势垒区宽度集电结势垒电容集电结串联电阻3.3频率响应特征频率综合考虑不同因素对BJT其他特性参数的影响，提高特征频率的有效途径是(a)减小基区宽度xb(b)减小发射结的结面积Ae(c)减小集电结的结面积AC如何尽量减小发射结的结面积Ae和集电结的结面积AC是BJT版图设计中必须考虑的一条基本准则。3.4开关特性BJT开关波形分析过程抓住两点：1）发射结、集电结势垒电容充放电情况，两个结的偏置情况。2）基区、集电区电荷储存情况。1）延迟时间2）上升时间3）储存时间4）下降时间3.4开关特性BJT开关过程-关断到导通3.4开关特性BJT开关过程-导通到关断第四章

MOS场效应晶体管4.1结构与工作原理MOSFET和BJT的对比双极型晶体管(BJT)场效应晶体管（MOSFET）4.1结构与工作原理MOSFET和BJT的对比工艺要求低求4.1结构与工作原理MOS电容基本结构

金属和半导体分别引出电极，

形成双端MOS器件---MOS电容

金属电极：对应MOSFET的栅电极，

MOS结构所加电压也称为栅电压栅电压正负：金属相对于半导体Al或高掺杂的多

晶硅（poly-Si）氧化层介电常数n型硅或p型硅掺杂浓度NSiO2氧化层厚度4.1结构与工作原理MOSFET类型-n沟道

VTN>0

VTN<0

加栅压VGS>VTN,沟道开启

加栅压VGS<VTN,

沟道关闭

四种MOS晶体管:

N沟增强型；N沟耗尽型；

P沟增强型；P沟耗尽型4.1结构与工作原理MOSFET类型-p沟道

p沟耗尽型MOSFET

零栅压时存在反型沟道

VTP>0

加栅压VGS>VTP,

沟道关闭

p沟增强型MOSFET

零栅压时不存在反型沟道

VTP<0

加栅压VGS<VTP,

沟道开启

四种MOS晶体管:

N沟增强型；N沟耗尽型；

P沟增强型；P沟耗尽型4.1结构与工作原理四种MOSFET特性比较4.2阈值电压MOS电势

费米势：禁带中心能级(EFi)与费米能级(EF)之差的电势表示，

φf

(φfp

,φfn

)

表面势

：半导体表面电势与体内电势之差，体内EFi和表面EFi之差的电势表示，

φsφS

=

e

[EFi

(体内)

-

EFi（表面）]

可正可负

表面势是横跨空间电荷区的电势差：体内能带平，等电势区

空间电荷区和体内比：能带有弯曲，和体内比电子势能不同，即电势不同P型衬底1

阈值反型点：

表面势=

2倍费米势，

衬底表面处反型载流子浓度=体内多子浓度

阈值电压：

使半导体表面达到阈值反型点时的栅电压4.2阈值电压表面势与电学状态的关系s增加4.2阈值电压功函数

功函数：起始能量等于EF

的电子，

由材料内部（EF

）逸出体外到真空（E0

）所需最小能量。

金半功函数差（电势表示）硅的电子亲和能

金属的费米能级

硅的费米能级

真空能级

4.2阈值电压表面势与电学状态的关系

MOS紧密接触，假设有外部导线连接M和S,MOS成为统一的电子系统

0栅压下热平衡状态的能带图？

MOS成为统一系统，

0栅压下热平衡状态有统一的EF

SiO2

的能带倾斜

半导体一侧能带弯曲

变化原因：金属半导体Φms不为0

条件：零栅压，热平衡4.2阈值电压

半导体表面达到阈值反型点时所需的栅压VG

，

记为VT

VTN

，

VTP

，下标N/P指的是反型沟道的导电类型

强反型半导体表面，导电能力强，可作为MOSFET沟道

VG≥VTN：Φs≥2Φfp

，衬底表面强反型，

沟道形成，器件导通

VG<VTN：

Φs<2Φfp

，衬底表面未强反型，

沟道未形成，器件截止

阈值电压(ThresholdVoltage)：阈值电压定义4.2阈值电压阈值电压影响因素

VTN越小越好，可减小工作电压，降低功耗

不能太小，否则器件的开和关不好控制

VTN的影响因素：

COX

、

Q`SS

、

ΦmS

、

Na阈值电压VTN

=

－

＋2φfp

+

φms

VTN是MOSFET强反型沟道是否存在的临界电压，决定器件的开和关mS4.2阈值电压阈值电压影响因素COX越大，则VTN越小；COX越大，同样VG在半导体表面感应的电荷越多，阈值反型点时（负电荷总量不变）

所需VG越小，

VTN小，易反型45nm工艺前，减薄栅氧化层厚度，

65nm工艺栅氧厚1.2nm;45nm工艺后，选择介电常数大的绝缘介质，

HfO2

(SiO2

的6倍)COX提高途径：

Cox

=

|Q'SDmax|>>Q'ss

COX影响：4.2阈值电压阈值电压影响因素

Q

`SS影响：

Q

`SS越大，则VTN越小；

Q

`SS越大，其在半导体表面感应出的负电荷越多，阈值反型点时需VG感应出的负电荷越少，

VTN越小，易反型

注意：

Q

`SS对VT影响的大小与衬底掺杂浓度有关

，Na越大，

Q

`SS

的影响越小。4.2阈值电压阈值电压影响因素阈值反型点时需VG产生的负电荷越少，

所需VG越小，

VTN越小

P衬(n沟)配N+多晶硅栅

N+栅：

φms

＜0

电子从栅往半导体转移，表面能带下弯，易形成电子反型层越负，则VTN越小；越负，金属往半导体表面转移的负电荷越多，

φms

影响：φmsφms

4.3稳态响应沟道电荷来源

VGS越正，半导体表面的ΦS越正，源和半导体表面的势垒高度降低源区电子到达沟道区的几率越大

φs

≥

2φfp

：势垒足够低源区电子到达沟道区的多，形成反型沟道MOSFET反型层电子来源于源区多子MOS电容：反型层电子来源于衬底热运动少子

数量少，需要时间4.3稳态响应VGS的作用

MOSFET在VGS控制下可实现开关作用和放大作用

VGS

<VT

，半导体表面非强反型，

VGS

≥VT

，半导体表面强反型，沟沟道不存在，器件截止，

ID

≈0

道存在，器件导通，

ID

随VDS变化

VGS

越大，沟道载流子越多,

沟道

开关作用：

电导增加，ID增加。

VGS

控制器件在导通和截止间转换

放大作用：

ΔVGS

ΔID

MOSFET电压控制器件：VGS通过栅电容COX控制器件沟道的电导，从而控制沟道电流ID4.3稳态响应线性区

VDS

＜

＜

VGS-

VT,

VDS对Vox的抵消作用可忽略，→沟厚不等的现象可忽略，

反型层和耗尽层近似均匀Rch

=

P

→沟道等效电阻Rch不变→ID

∝

VDS

（线性区）VGS

>VTN

的某常数时，

ID

随VDS

的变化曲线输出特性曲线-线性区4.3稳态响应输出特性曲线-过渡区

脱离线性区后，

VDS

↑,

VDS对Vox的抵消作用不可忽略→

VDS造成的沟厚从源到漏越来越薄，沟道横截面A越来越小→ID

随VDS

的增长率减小（过渡区）→沟道等效电阻Rch增加=

PRch4.3稳态响应

饱和点：VGD

=

VGS

-VDS

=VT

→漏端处于临界强反型点

→漏端沟道刚好消失

→漏端反型电荷面密度≈0DS

DS(sat),

D

D(sat)

临界强反型点：

沟道夹断点(x)>

→

VGx

=VT>

→

VxS=VGS-VT=VDS(sat)

器件预夹断，

V=V

I

=

I

VDS(sat)

=

VGS

-

VT输出特性曲线-饱和点4.3稳态响应输出特性曲线-饱和区

VDS>VDS(sat)，原沟道L=反型沟道L`+夹断区ΔL=L-L`,电流夹断了吗？

（VDS-VDS(sat)

）在夹断区ΔL上产生横向电场，

电场方向

反型沟道区：可导电，有电势差VDS(sat)

，电子漂移到夹断点

漂移到夹断点的电子，在夹断区电场作用下被扫向漏极，形成ID

整个器件的电流仍存在，

大小？

由导电沟道区决定

饱和区4.3稳态响应转移特性曲线

转移特性曲线：

VDS

为>0的某常数时，

ID

随VGS

的变化曲线

VGS

越大，

ID越大沟道载流子越多，

RCH越小，相同VDS

下，

ID越大

工作区不同，电流随栅压的依赖关系不同

线性区：

ID

∝

VGS

饱和区：

ID

∝(VGS-

VT)2

NMOSFETVGS4.3频率响应分析电路频率特性的一般方法

为准确预测设计的电路性能，

需利用电路仿真软件对电路仿真验证

常用的电路仿真软件如HSPICE、PSPICE、SPECTRE

仿真：围绕器件建立电路的IV关系，数学求解

电路中元器件要用模型和模型参数来替代真正的器件

能正确反映元器件的电学特性又适于在计算机上进行数值求解

模型：器件特性的定量表达式

，可采用数学表达式、等效电路等形式

常用模型：等效电路模型（行为级模型）

模型参数：描述等效电路中各元件值4.3频率响应交流小信号跨导与漏极输出电阻

ΩS、mS或Ω-1单位表达式定义式rdsgm符号漏极输出电阻跨导参数名称②①序号跨导是MOSFET的转移特性曲线的斜率，它反映了MOSFET的栅源电压VGS对漏极电流ID的控制能力，所以反映了MOSFET的增益。4.3频率响应“黑箱”