单片机开关电源电路设计与制作

题目单片开关电源电路设计与制作 指导教师职称2015年06月20日2 32工作原理 41开关电源介绍 42电源原理 53反激式变换器 61反激式变换器工作原理 62反激式变换器工作模式 73单相二极管整流桥 84缓冲电路 8 9 9 5反激式变换器的高频变压器设计 1绕组符合安全规程 2低漏感的绕制方法 3变压器紧密耦合的绕制方法 4确定磁心尺寸 5反激式变压器设计 6单端反激式开关电源—主电路设计 1单端反激式开关电源主电路介绍 2单端反激式开关电源驱动电路介绍 7设计结果及分析 1设计结果分析 8结论 3本课题主要掌握反激式PWM高频开关电源的工作原理。电源在一个典型系统中担当着非常重要的角色。从某种程度上，可以看成是系统的心脏。电源给系统的电路提供持续的、稳定的能量，使系统免受外部的侵扰，并防止系统对其做出伤害。所以，本课题主要是用TOPSwitch-GX系列是单片开关电源中的TOP244Y设计反激式开关电源从而到平稳的直流输出，实现设计一个稳定的电源输出。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源，节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。TOPSwitch-GX系列是单片开关电源第四代产品，最大输出功率从75W扩展到290W,将开关频率提高到132KHz,这有助于减小高频变压器及整个开关电源的体积。当开关电源的负载很轻时，能自动将开关频率从132KHz降低到30KHz,可降低开关损耗，进一步提高电源效率。本设计要求电源的输入为电网电压(市电),经滤波后进入单相二极管整流桥，再经大电容滤波得到直流高压，通过PWM控制，在反激变换器的变压器二次侧得到高频矩形波电压，再经滤波得到平稳的直流输出。而本人主要研究主电路的制作和绕制高频变压器，高频变压器采用EE25型磁心，配10引脚的骨架，用直径为0.38mm的漆包线绕制。最后以反激电路的框架进行主电路的设计。4工作原理开关电源简介电源是各种电子设备必不可少的组成部分,它的性能好坏直接影响到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分为线性电源和开关电源两大类。线性稳压电源亦称串联调整式稳压电源,其稳压性能好,输出纹波电压很小,但它必须使用笨重的工频变压器与电网进行隔离,并且调整管的功率损耗较大,致使电源的体积和重量大、效率低。开关电源被誉为高效节能电源,它是利用现代电力电子技术,通过控制开关通断的时间比率来维持输出电压稳定的一种电源，具有体积小、重量轻、功率小、效率高、纹波小、噪声低、易扩容、智能化程度高等优良特性,广泛应用在诸如计算机、电视机、摄像机等电子设备上。它代表着稳压电源的发展方向,现已成为稳压电源的主流产品。目前,开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备中。而随着近些年来科学技术的不断发展,开关电源技术在实际需要的推动下快速的发展,具体的发展趋势可以总结为以下几个方面：(1)高频化开关频率的提高有利于开关电源的体积减小,重量减轻,动态响应得到改善。早期开关电源的频率仅为几千赫兹,随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改进，开关频率渐渐地提高。在这个过程中,IGBT的出现,使得开关电源的容量不断增大，在许多中等容量范围内,迅速取代了晶闸管相控电源。并且,IGBT的开关速度很高，通态压降低。但是,随着开关频率的提高,电源的电磁干扰问题也变得突出起来。如何在提高开关频率的情况下,最大限度的减少电磁干扰对电源的影响,是一个摆在科研工作者面前的急需解决的问题。(2)非隔离DC/DC技术近年来,非隔离DC/DC技术发展迅速。它们基本上可以分成两大类。一类在内部含有功率开关元件,称DC/DC转换器。另一类不含功率开关,需要外接功率BOOST,还有能升降压的BUCK-BOOST或SEPIC等，以及正压转成负压的INVERTOR等。其中品种最多,发展最快的还是降压的STEP-DOWN。根据输出电流的大小，分为单相、两相及多相。控制方式上以PWM为主,少部分为PFM。目5前一套电子设备或电子系统由于负载不同,会要求电源系统提供多个电压挡级。如台式PC机就要求有+12V、+5V、+3.3V、-12V四种电压以及待机的+5V电压,主的电压输出,而大多数低压供电电流都很大,因此开发了很多非隔离的DC/DC。(3)数字化高频开关电源的另一发展趋势是数字化。过去在传统功率电子技术中，控制部分是按模拟信号来设计和工作的。随着数字处理技术的发展成熟，其优点明显便于便于软件包的调试和遥感遥测遥调，也便于自诊断、容错等技术的植入等。这类电源大体上包括两个部分,即硬件和软件。硬件部分包括PWM的逻辑部分、时钟、放大器环路的模数转换、数模转换以及数字处理、驱动、同步整流的检测和处理等。而在软件方面可以通过DSP或热待机状态；有效调整系统工作点,使系统处于最佳效司的通信电源休眠节能技术,就是使电源系统根据系统的负载情况和系统当前模块的工作情况,通过合理的逻辑判断和控制，在保证系统冗余安全的条件下,有选择的打开或休眠部分模块,使系统工作在最佳效率点,节能效率显著。通过采用以上节能方案优化通信电源系统设计,可将目前业界在网应用的通信电源的实际工作效率低载时提高7～8个百分点,高载时提高3～4个百分点,从而使基站内通信电源达电源原理工作原理是：市电进入电源首先经整流和滤波转为高压直流电,然后通过开关电路和高频开关变压器转为高频率低压脉冲,再经过整流和滤波电路,最终输出低电压的直流电源。同时在输出部分有一个电路反馈给控制电路,通过控制PWM占开关电源由以下4部分构成：(1)主电路：从交流电网输入,到直流输出的主要电路。主要包括输入电磁干扰滤波器、输入整流滤波器、高频变压器、功率开关管和输出整流滤波器。6(2)控制电路：包括输出端取样电路、反馈电路和脉宽调制器(或通断控制电路)。开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的道通与截止.将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压。开关WidthModulation,缩写为PWM)式；脉冲频率调制方式简称脉频调制(PulseFrequencyModulation,缩写为PFM)式；混合调制方式(它属于PWM和PFM的混其中，脉冲宽度调制式,简称脉宽调制(PulseWidthModulation,缩写为PWM)其核心是脉宽调制器。开关周期的固定为设计滤波电路提供了方便。但是,它的缺点要接假负载亦称预负载,以防止空载时输出电压升高。目前,大多数的集成开关电反激式变换器反激变换器的工作原理反激变换器的工作原理见图1-3。从图1-3可以看出当高压开关管Q被PWM脉冲激励而导通时，输入电压便施加到高频变压器的原边绕组Np上，由于变压T1副通过整流二极管D1向负载释放。这种变换器在高压开关管导通期间只存储能量，在截止期间才向负载传递，高频变压器在工作过程中既是变压器又相当于一个储能用7反激变换器有电流断续、电流临界连续以及电流连续3种工作模式。在电流断续模式下，导通期间储存在初级绕组中的能量，在下一个周期开始前完全传递到次流临界连续模式下，次级电流回零时刚好是下一个周期的开始时刻，是一种无死区时间的临界状态。在电流连续模式下，下一个周期开始时，次级仍有剩余能量，次级电流没有回零，反激变换器可工作在不同模式下，但特性不同。1)断续模式具有更高的电流峰值，在关断期间具有更高的输出电压尖峰。线圈的铜损要大一些，铁耗也大。连续模式下输出电压尖峰小，因变换器传递函数存在右半平面零点，只有大幅降低带宽才能使反馈环稳定。2)断续模式下的负载瞬态响应更快，在相同输出功率下，初级感抗比连续模式下3)断续模式下二极管的反向恢复时间不是十分重要，因为在施加反向电压之前正向电流为零，未出现由二极管反向恢复引起的振铃现象，传导EMI噪声比较小。4)断续模式一般用于负载变化小的场合。负载变化大的场合让变换器在小电流时工作并保持断续模式，大电流时工作并保持连续模式，以减小电感体积。8单相二极管整流桥如图1-4所示，VT1和VT4组成一对桥臂，在u₂正半周承受电压u₂,得到触发脉冲即导通，当u₂过零时关断。VT2和VT3组成另一对桥臂，在u₂正半周承受电压-u₂,得到触发脉冲即导通，当u₂过零时关断。图1-4单相桥式整流电路接电阻负载时的电路及波形缓冲电路(吸收电路)缓冲电路又称吸收电路，如图1-5所示。其作用是抑制电力电子器件的内因过路，用于吸收器件的关断过电压和换相过电压，抑制dudt,减小关断损耗。开通缓9冲电路又称为di/dt抑制电路，用于抑制器件开通时的电流过冲和di/dt,减小开通损耗。另一种分类方法：缓冲电路中储能元件能量如果消耗在其吸收电阻上，则称其为耗能式缓冲电路；如果缓冲电能将其储能元件的能量回馈给负载或电源，则称其为图1-5di/dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电路及波形TOPSwitch-GX芯片来,以其高效率、小体积、低成本等优点已在通讯、航天、航空、工业自动化装置及仪器仪表等领域广泛应用。美国动力公司(PowerIntegrations-PI)于二十世纪90年代中期推出的新型高频单片开关电源芯片,更被誉为“顶级开关电源”。PI公司继TOPSwitch-FX之后新推出的TOPSwitch-GX第四代单片开关电源集成电路,极大地简化了250W以下的开关电源设计和缩短了产品的开发周期,为新型、高效、低成本、小体积开关电源的推广与普及创造了条件。TOPSwitch-GX系列器件主要包括下种型号,它们主要有以下特点：(1)最大输出功率由FX系列的75W扩展到250W;(2)新增加的线路检测端(L)和极限电流设定端(X),代替了TOPSwitch-FX的多功能(3)具备软启动功能,最大限度地降低峰值电压和电流,减轻了元器件启动时的负(4)具有可编程设定极限电流和输入电压欠压、过压检测功能；(5)具有线性限压检测,无关断尖峰干扰；(6)负载很轻时,能自动将开关频率从132kHz降低到30kHz半频模式下则由66TOPSwitch-GX的内部结构(1)控制电压源控制电压UC向并联调整器和门驱动级提供偏置电压，控制电流(2)带隙基准电压所有的临界TOPSwitch内部电压都由一个温度补偿的带隙参考基准得出。该参考基准也产生一个温度补偿的电流源，它被微调在精确设置的振荡(3)振荡器用于产生脉宽调制器所需要的锯齿波、时钟信号及最大占空比信号；(4)并联调整器/误差放大器误差放大器将反馈电压与5.7V基准电压进行比较，输(5)脉宽调制器脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级MOSFET,其(6)门驱动级和输出级门驱动级用于驱动功率开关管，使之按一定速率导通。MOSFET管的漏-源击穿电压大于700V;(7)过流保护电路过流比较器的反向输入端接阀值电压Uim,同相输入端接(8)具有滞后特性的过热保护电路当芯片结温大于135℃时，过热保护电路将关断输出级；当芯片结温低于70℃时，电路恢复正常工作，即具有滞后特性；(9)关断/自动重启电路一旦调节失控，将立即使电路在低占空比下工作，倘若故障被排除，则自动重新启动电源，恢复正常工作；(10)高压电流源在启动或滞后调节模式下，高压电流源经过电子开关S给内部电路提供偏置，电源正常工作时，电子开关S改接内部电源，将高压电流源关断；(11)软启动软启动时间为10ms,以减轻启动时元器件的负荷冲击；(12)输入过压、欠压检测及保护电路通过外接电阻器设定过压、欠压的保护电压，并且可以在电源关断时防止自动重启动脉冲的干扰；(13)轻载时自动降低开关频率开关频率及占空比能随输出端负载的降低而自动减少，保证其在轻载时仍具有很好的调节特性；(14)停止逻辑及开启电压为1V的电压比较器通过改变线路检测端流入或流出电流的大小及方向来控制开关电源的通、断状态。线路检测端内部还增加了开启电压为1V的电压比较器，此开启电压可用于远程通断控制4]。图2-1TOPSwitch-GX芯片内部结构图TOPSwitch-GX的引脚排列如图2-2所示，有六个引出端，分别是控制端C,线路检测端L,极限电流设定端X,源极S,开关频率选择端F,漏极D。由其内部结构图4可知，该电路主要由控制电压源、带隙基准电压源、并联调整器/误差放大器、脉宽调制器(PWM)、振荡器、门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、软启动电路、关断/自启动电路及高压电流源等部分组成。漏极(D):MOSFET管漏极输出。高压开关电流源通过此脚为内部提供启动偏置开关频率选择端(F):用于选择开关频率的输入引脚,连接至源极(S)时为132kHz,连接至控制端(C)时为66kHz。源极(S):将其连接至输出MOSFET源极时可得到高压功率回馈。极限电流设定端(X):从外部设定芯片的极限电流。线路检测端(L):此端具有过压保护、欠压保护和远程通/断控制功能。控制端(C):用于调节占空比的误差放大器与电流输入脚。反激式变换器的高频变压器设计磁性元件的设计是一个优秀的开关电源设计的关键。合理的磁性元件电气和物理的设计对每一个开关电源工作的可靠性有极大的影响。已有多部介绍磁性元件原理和设计的著作，而本次是从开关电源设计实用手册的角度来介绍磁性元件的设计。由于开关电源是磁性元件一个特定的应用场合，所以磁性元件的设计过程可以大大地简化。这样一来不需要理解磁性元件设计的各个方面的细节，可以最快地完成设计。开关电源变压器的物理绕线方法是很重要的，它会使电源性能差别很大。好的绕线方法可以使电源性能变得非常好，反之也可以使电源噪声很大，性能变差。开关电源变压器与50/60Hz的工频变压器相比，设计要求更为苛刻。变压器的绕制，主要有三个方面的因素要考虑：1.电源是否必须符合所有的安全规范。2.绕组之间耦合要好。3.所有绕组的漏感应尽可能小。这些因素有些是相互影响的，所以需要采取折中办法。如果开关电源的输入电压峰值高于40V,就要受到一个或多个国际安全规程组织所制订的规程约束。这些组织一般互相借鉴对方的安全规程，但设计者仍要再查看自己产品所销往的市场对这方面的要求。国际电工委员会(IEC)是这些标准的主要制订者，其标准为所有欧洲共同体的安全规程组织所采用。其余的安全规程组织，如美国UL、加拿大标准机构(CAS)、和日本的VCCI一起努力，在IEC标准的基础上采用统一的安全规程。这将使同一套标准在全世界范围都可使用。在每个国家，不同的市场也有不同的标准。市场的不同，也是IEC标准要努力协调的一部分。磁心和从E-E型磁心派生出来的一些磁心。这些磁心都有骨架，这使得它们制造比较容易。安全规程组织对变压器结构的要求是很明确的。爬电距离或输入绕组和输出绕组表面的距离不能小于4mm。为了满足这个要求，变压器制造者可以在骨架中绕线区的两端放置2mm厚的绝缘带，把绕线绕在边沿的带子之间。这些边沿的带子在绝缘的绕组之间总共增加了4mm的距离。常见的符合IEC标准的变压器如图3-1所示。导线从骨架中引出的时候也要绕上绝缘带，这也是由于标准规定导线通过这4mm空间时的要求。输入和输出端之间也要有4mm的距离，也就是它们之间的爬电距离要比这个大。这可以通过骨架上输出端模压成“固定槽或类似的结构来实现。输入的两个极性[直流的正负端，相线与零线]之间的爬电距离最少要有3.2mm。表面的电导率随着它工作时所处的环境和平均湿度的长期影响而变化。上面提到的爬电距离要随着应用场合的不同而改变。设计者一定要参考适用的技术规范。额外增加的绝缘带、绝缘套管和引出端距离使最后的变压器成品体积更大，成本也增加。这是由于这些都是手工操作，需要花费很多时间。低漏感的绕制方法减小绕组漏感有多种方案和绕制技巧可选择。漏感是指没有耦合到磁心或其他绕组的可测量的电感量。它的影响就像一个独立的电感串接在绕组的引线上一样。它是导致功率开关管漏极或集电极和输出二极管阳极上的尖峰的原因。这是由于它的磁通无法被二次绕组所匝链。对于已选定的磁心和计算好的绕组，可以根据式(3-1)估算漏感。L—整根绕线线绕在骨架上平均每匝的长度，单位为in;n.—绕组所包含的匝数；W—绕组的宽度，单位为in;T—绕线的绝缘厚度，单位为in;b₄—制作好的变压器所有绕组的厚度，单位为in。公式给出了影响绕组漏感的主要因素。变压器设计者能够控制的主要因素是选择磁心中柱长的磁心。绕组越宽，漏感越小。一次二次耦合的好坏对一次漏感也有很大的影响。这点可以从把一次绕组分成两半，二次绕组夹在中间或交错在中间的绕法中看出来。另外一个比较麻烦的变压器寄生参数是线圈的匝间电容，这可以分布在整个绕组各个线圈之间的小电容来表示。一次输入电压较高的变压器，绕线间的分布电容是一个问题。特别是离线式或高输入电压的开关电源中，这个问题就更突出了。这个寄生电容是由于同一绕组邻近线圈的电位不同而引起的。式(3-2)表示的就是一个绕组中两匝之间存储的能量，并且这个公式说明了这些电容产生的原因。在开工转换时，这个能量就以尖峰的形式释放。式中S—绕组之间的距离，单位为m;d—导线直径，单位为m。如果线圈一层接着一层来回绕，分布电容存储的能量就很大。最后，线圈间的电压差也很大，甚至有可能接近绝缘击穿电压。这会得到很糟的结果。这些减小分布电容的绕制方法可以极大地减小导线间的绝缘压力，减小了相邻线圈间由于绝缘被击穿而产生电弧的可能性。变压器紧密耦合的绕制方法一次与二次，二次与二次绕组的紧密耦合，是变压器设计者最理想的目标。1.绞合绕法这种方法是通过一对绞合的导线来增加绕组间的耦合。就是把两根或更多的导线绞合在一起，然后把它们同时绕到骨架上。绞得太紧，容易损坏绝缘层。这种方法保证所有的线绕在相邻近的位置，所有可以提供最好的耦合效果。即使绕组的匝数不一样，绕组只有部分是绞合在一起的，这种方法也有助于提高绕组间的耦合因数。2多线绕组法.这种绕线技术就是把两根或多根导线放在一起同时绕，不过并没有把这些导线绞合在一起。大部分时候是把它们紧挨在一起的。当然，如果一次电压峰值高于40V时，不能用多线绕组或绞合绕组的绕制方法来同时绕一次和二次绕组。输入电压低于AC206V时，安全规程机构要求一次、二次绕组之间放三层1mil的聚酯薄膜。这会破坏这两个绕组间的耦合。为了提高一次、二次绕组之间的耦合，可以把这两个绕组交错在一起(见图3-1)。这种绕法比起只是简单地把二次绕组绕在一次绕组上的绕法，所花的劳动量更大。因此，在一次、二次绕组匝数比超过15-20:1时候，推荐使用这种交错绕法。这就包括输入电压为AC240V或比这高而输出电压不高于DC+5V的电源。从图3-3就可以看出，交叉绕法在输入电压AC480V的离线反激式电路中的效果。变压器绕组安排方式(交叉绕制)(非交叉绕制)图3-3在离线反激式变换器中交叉绕制方法对波形的影响从这两张波形图中，容易看出它们之间的尖峰能量的区别。通常这些能量消耗采用上述变压器绕线技术，尽管会增加变压器的成本，但是效果比较好，可以提高整个电源的性能。对于整个电源的长期运行来说，可以节省资金。确定磁心的尺寸确定磁心的尺寸对于某个应用场合来说，选择磁心尺寸要考虑五个主要因数：输出功率A(磁心横截面积)磁通是双象限，还是单象限的A.(磁心横截面积)输入电压A(磁心窗口面积)绕组数目A,(磁心窗口面积)绕线方式A。(磁心窗口面积)每个制造厂商都用自己不同的方法来确定磁心尺寸。有些是用图表的方法，有些只是简单地说明在特定的应用场合下各种磁心可以传递能量，还有些是用含义模糊的是式子来说明，这些式子采用不同的工程单位，会使人困惑。下面介绍估计初始磁心尺寸的两种方法。磁心尺寸选择方法1根据应用场合，确定功率是在表3-1的哪个功率范围内。从符合要求的磁心制造厂商中，选择尺寸最接近或稍大一点的磁心。磁心直径[irv(mm)]E-E、E-L.等磁心(辩边)/y(mm)确磁心尺寸选择方法2这种方法首先假设变压器是单绕组。每增加一个绕组并考虑安全规则要求，就需要增加绕线面积和磁心尺寸。它将综合影响磁心的“窗口利用因数”。在确定基本的单绕组电感磁心尺寸时，可用这个窗口利用因数来调整。第一步是确定单绕组电感的磁心尺寸。这可以通过式(3-3)来求得。式中dw——一次绕组的导线截面积，单位为cirmil或in²;B工作时的最大磁通密度，单位为G;用MKS(米—千克—秒)制时，使用下面公式：式中dw——一次绕组的导线截面积，单位为cm²;Bmx——工作时的最大磁通密度，单位为T;f——工作频率；接下来要确定窗口利用因数，然后计算总的窗口利用因数。窗口利用因数可以从表3-2中得到。变压器情况窗11利用因数反激式变压器一个二次绕组两个或多个二次绕组相互隔离的二次绕组满足UL或(SA标准满足IEC标准法拉第屏蔽可以利用下面式子把这些独立的窗口利用因数综合起来：K₂=K₄K,…最后从下面式子可以得到变压器磁心的估计尺寸：在美国，结果是用in⁴来表示的，而对于一个使用公制的系统是用m*来表示。这两钟单位制的转换如下：有些磁心制造厂家的数据手册给出了磁心参数W。A,这和上面的计算公式是一致的。要选择最接近或稍大一点的磁心。也可以根据磁心制造厂家确定磁心尺寸的方法进行变压器设计。其实本阶段变压器的设计只是一个粗略的估计。反激式变压器的设计反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量储存在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。为了变压器可靠工作，就需要有气隙。刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，满足代到上式中，移项整理后，用以知的电源工作参数，通过式(3-9)可算出一次最大电感这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为；要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需要的最大功率，可以使用下式：磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A,的参数。这参数是电感磁心线上1000匝后的数据。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(3-12)计算方法确定。个周期内能把所需能量存储到磁心的电感值。根据式(3-14),输出最大功率时的二次绕组匝数。上式算出来的结果应该看作是最大的匝数，因为匝数越多的话，二次电感量也越大，因此把磁心的能量释放完需要更长的时间。这样算出来的结果往往不是整数，而很多磁心不支持带小数的匝数，这就要在磁心允许的范围内选取最接近这个小数现在考虑二次绕组的安排了。设计者可能会选用自耦变压器式的二次绕组或隔离式二次绕组。由于反激式的二次侧是半波整流的，所以非中间抽头的绕组或全波整流桥是不能用的(见图3-4)。一旦要设计的二次绕组的绕法确定后，就要检查磁心的窗口面积是否能装下这个绕组。b)图3-4反激式变压器二次绕组的安排a)有中间抽头的二次侧b)相互隔离的二次侧在反激式变换器中，变压器的物理结构设计是比较苛刻的。如果设计不当，会单端反激式开关电源-主电路设计单端反激式开关电源主电路介绍EMI输入滤波器部分中，市电经过3.15A的保险管，再经安全电容亦称“X电对输入进行整流，再通过由C₂、R₃、VD₂、VD₁构成的缓冲电路进一步降低电磁干扰。其中瞬态电压抑制器VD₂(P6KE200)和超快恢复二极管VD(UF4005)组成这次的高频变压器采用EE25型磁心，配10引脚的骨架要留一点气隙。初级绕组采用φ0.38mm漆包线绕58匝，次级绕组用4股φ0.38mm漆包线并绕6匝，辅助绕组用φ0.38mm漆包线绕2匝。滤波电容的等效电感，VD₃是用20A/100V的肖特基二极管MBR20100,L₂用3.3μH的磁珠。而C₂与R₁并联在VD₃两端，能防止VD₃在高频开关状态下产生自激振荡。C₃为安全电容也称为“Y电容”,它接在高频变压器的初、次级绕组之间，耐压值为由于此次本人是负责主电路部分，所以以下只对驱动电路作个简单的介绍。由图4-1可见，精密光耦反馈电路由PC817和TL431组成。输出电压经R,和R。取样后，与TL431内部的基准电压进行比较，产生出的误差电压通过PC817去调整TOP244Y直流增益。VD₄与C₁是用于组成软启动电路，避免在启动电源时发生过载现象。在TOP管L端接大小为2MΩ的电阻R,能实现过电压值为450V(DC),欠电压值为100V(DC)的输入过电压/欠电压保护。X端的外接电阻R₄能将TOP244Y极限电流减小到标称值的85%。电阻R₂可以在输入电压升高时限制电源的最大输出功率。设计结果及分析1.在实验室上电后，对成品在85V到220V的电压范围内进行输出端空载测试。分别用万用表测量整流后的整流电压与空载输出电压，结果如表5-1。表5-1空载测试交流输入U(V)整流电压(V)输出电压Uo(V)2.在实验室上电后，对成品在85V到220V的电压范围内进行输出端负载为938Q与501Ω测试。分别用万用表测量整流后的整流电压与负载输出电压，结果如表5-2与表5-3。表5-2负载为938Ω测试交流输入U(V)整流电压(V)输出电压Uo(V)表5-3负载为501Ω测试整流电压(V)输出电压Uo(V)设计结果分析1.由三个表格的输出数据可以看出，输出电压基本稳定在12V-13V之间，基本上符2.从整