应用于无线传感网络的压控振荡器设计和实现 电子通信技术专业

目录中文摘要 1前言 41绪论 41.1概念界定 41.1.1无线传感网络 41.1.2压控振荡器 41.2国内外研究现状 51.2.1电路拓扑结构 51.2.2CMOS工艺现状 51.2.3相位噪声理论研究现状 51.3压控振荡器设计问题的提出 51.3.1研究意义 61.3.2本论文结构安排 62压控振荡器的基本原理 72.1振荡器的基本原理 72.1.1正反馈分析振荡器 72.1.2负阻分析振荡器 72.2振荡器的分类 82.2.1环形振荡器 82.2.2LC振荡器 103电感电容压控振荡器 123.1压控振荡器设计考虑 123.1.1片上螺旋电感 123.1.2可变电容 133.2压控振荡器的相位特性 153.2.1压控振荡器的性能参数 153.2.2相位噪声模型 154VCO电路设计 174.1VCO电路的设计 174.1.1VCO电路结构 174.1.2仿真结果 214.2VCO电路优化 254.2.1降低相位噪声的措施 254.2.2偏置电路的设计 255总结与展望 27参考文献 28致谢 29中文摘要近年来手机通讯浪潮，使无线传感网络的发展进入新的阶段，从军事国防等领域逐渐延申到日常生活中来。无线传感网络的飞速发展对射频芯片的相关工艺技术提出了更高的要求，所以在当前工艺水平的前提下怎样设计出高集成度、高性能、低功耗的电路系统将会是研究的重点和难点。作为无线传感网络的重要组成部分，压控振荡器（Voltage-controlledoscillator）一直是研究重点，在射频集成电路上，当前主流的制造工艺是CMOS工艺。本文首先分析了压控振荡器的基本工作原理，为电路设计提供里理论基础，然后分析介绍了几种经典振荡器的电路结构，最后重点介绍差分耦合电容电感振荡器。为了减少振荡电路相位噪声造成的影响，文章后半部分分析了相位噪声产生机理和模型，接着提出了相应的降噪方案。本次设计的压控振荡器是基于TSMC0.18um射频工艺，利用cadence仿真环境进行电路仿真和设计。通常在CMOS工艺的射频频率上，设计LC耦合振荡器的关键是确定电容电感的工艺和晶体管参数。电感电容的制造工艺影响着器件本身的品质因数，进而影响到实际输出振荡波形的纯度。针对这一问题，文中分析了片上螺旋电感结构的优势，并且利用cadence平台进行仿真。仿真结果表明：在1.8V电源电压的基础下调谐范围达到2.4GHz-2.4835GHz，振荡电路工作电流小于1mA，输出电压的峰峰值大于0.9V，相位噪声小于-100dBc/Hz@1MHz。本次设计的差分耦合LC振荡器总体达到设计指标，完成了电路设计。关键词：无线传感网络，压控振荡器，相位噪声，CMOS工艺

AbstractInrecentyears,themobilephonecommunicationwavehasbroughtthedevelopmentofwirelesssensornetworkintoanewstage,andgraduallyextendedintodailylifefrommilitarydefenseandotherfields.Therapiddevelopmentofwirelesssensornetworkforrfchiptechnologyputforwardhigherrequirements,sointhecurrenttechnologicallevelunderthepremiseofhowtodesignthehighintegration,highperformanceandlowpowerconsumptioncircuitsystemwillbetheresearchemphasisanddifficulty.Asanimportantpartofthewirelesssensornetwork,theVoltagecontrolledoscillatorhasalwaysbeentheresearchfocus.Ontheradiofrequencyintegratedcircuit,thecurrentmainstreammanufacturingprocessisCMOStechnology.Thispaperfirstanalyzesthebasicprincipleofvoltagecontrolledoscillator,providethetheoreticalbasisforcircuitdesign,andthenanalysis,thispaperintroducesseveralkindsofclassicaloscillatorcircuitstructure,finallyfocusesondifferentialinductancecouplingcapacitanceoscillator.Inordertoreducetheinfluenceofthephasenoiseoftheoscillatingcircuit,themechanismandmodelofphasenoiseareanalyzedinthesecondhalfofthepaper,andthenthecorrespondingnoisereductionschemeisproposed.Thevoltage-controlledoscillatorofthisdesignisbasedontsmc0.18umrftechnology,andUSEScadencesimulationenvironmentforcircuitsimulationanddesign.IntherffrequencyofCMOSprocess,thekeytodesignLCcouplingoscillatoristodeterminetheprocessandtransistorparametersofcapacitiveinductance.Themanufacturingprocessofinductancecapacitanceaffectsthequalityfactorofthedeviceitself,whichaffectsthepurityoftheactualoutputoscillationwaveform.Aimingatthisproblem,theadvantageofthespiralinductorstructureisanalyzed,andthecadenceplatformisusedforsimulation.Thesimulationresultsshowthatthetuningrangeof1.8Vpowersupplyvoltageis2.4GHz-2.4835GHz,theoperatingcurrentofoscillationcircuitislessthan1mA,andthepeakvalueofoutputvoltageisgreaterthan0.9V,andthephasenoiseislessthan-100dBc/Hz@1MHz.ThedesignofthedifferentialcouplingLCoscillatorgenerallyachievesthedesignindexandcompletesthecircuitdesign.Keywords:Wirelesssensornetwork，Voltage-controlledoscillator，Phasenoise，CMOStechnology缩略语表AM Amplitudemodulation（幅度调制）A-MOS AccumulationmodeMOS（积累型MOS管）CMOS ComplementaryMetal-Oxide-Semiconductor（互补金属氧化物半导体）CP ChargePump（电荷泵）DAC Digital-to-AnalogConverter（数模转换器）DLL DelayLockLoop（延迟锁相环）ESD ElectrostaticDischarge（静电放电）NMOS N-channelMetalOxideSemiconductor（N沟道金属氧化物半导体）NMF NoiseModulationFunction（噪声调制函数）PMOS P-channelMetalOxideSemiconductor（P沟道金属氧化物半导体）PN PhaseNoise（相位噪声）SoC SystemOnaChip（片上系统）VCO Voltage-controlledoscillator（压控振荡器）WSN Wirelesssensornetwork（无线传感网络）前言随着无线通信系统和片上系统的飞速发展，特别是无线传感网络的普及，使得射频芯片设计向着高集成度，低成本功耗的方向发展。片上系统的不断发展，不仅是机遇而且对射频芯片CMOS工艺提出了更高的要求。绪论概念界定无线传感网络无线电通讯最初由意大利的马可尼发明。从上个世纪90年代无线通讯得到飞速发展如今无线传感网络已经逐渐得到完善，在日常生活中也随处可见。无线传感网络是由一个个无线传感器作为节点构成的系统，无线传感网络的节点结构由射频收发机、微处理器、感应器接口、电源和传感器组成，其结构示意图如1-1所示。图SEQ图\*ARABIC1-1[无线传感器网络节点结构示意图]压控振荡器Bellescize最早在1932年提出了锁相的概念但是这一概念在当时并没有被广泛的运用。1970年之后，逐渐开始出现了能够利用分频的锁相环来实现来增加频率的倍频技术。压控振荡器是一种输出的振荡频率可以通过改变电压进行调节的器件，也就是说压控振荡器的输出频率可以用输入电压通过相关函数表达出来。压控振荡器因为这一优点，通常被用来提供精确稳定的周期时变信号，比如为混频器提供本振信号、数字电路的时钟等。通信电子领域对基础部件的工艺质量要求越来越严格，尤其是宽调谐低相位噪声的压控振荡器设计要求更是如此。国内外研究现状电路拓扑结构电容电感振荡器的最基本结构是利用电感电容组成谐振电路输出振荡信号。但是由于电感电容在实际应用中会产生噪声，另外作为放大器的MOS管与电流源也是实际应用中会存在的噪声源。为了提高振荡器在实际电路应用中的稳定性，人们在电路设计的过程中普遍采用电路拓扑结构，比如利用电流镜结构代替尾电流源，为了抵抗外界噪声干扰在输出段设置缓冲级，还有应用gm-boosting技术来提高电路中负跨导的结构。CMOS工艺现状由于摩尔定律（MooreLaw）的存在，CMOS工艺特征尺寸会不断的减小，采用CMOS工艺制作的晶体管的特征频率也会不断的提高。低功耗、低成本、对片上电路系统的高度集成的CMOS工艺，已经成为射频集成芯片的主要制作工艺。如今14nmCMOS工艺已经开始量产。在CMOS工艺中制作集成电路不仅要考虑到器件的参数。因为芯片面积有限，所以要求电子元器件需要尽量的小，在设计电感电容的规格时要考虑到元器件的布局。这类问题涉及到版图布局设计，另外片上电感和可变电容也和低频工艺时有所区别有关可变电容和片上电感的问题将在以下章节详细讨论。相位噪声理论研究现状实际电路工作不像仿真环境那样精确，各种电子元器件本身带有噪声，电源和晶体管也会对振荡器的输出信号产生影响，相位噪声就是用来量化这种影响的参数。国外有关于相位噪声的研究已经有许多文献积累，从振荡器的噪声源分析相位噪声可以分为两种主要的方法。第一种是Leeson在1966年提出的一种经验噪声模型，第二种是Hajimiri提出的线性时变相位噪声模型分析法。压控振荡器设计问题的提出本次论文设计了一个可以应用在无线传感网络中的压控振荡器。它相比于一般电路中的压控振荡器工作的频率更高而且需要考虑到CMOS工艺的可实现性，在射频芯片上达到高工作频率，宽调谐，低功耗等要求。本次设计的主要性能指标如表1-3所示。电源电压1.8V电流<1mA频率调谐范围2.4-2.4835GHz输出电压峰峰值>0.9V相位噪声<-100dBc/Hz@1MHz表1-3[压控振荡器的性能指标]研究意义作为无线传感网络中最关键的部件，压控振荡器（VCO）在学术界和工艺届的研究得到了非常多的关注。国内外许多学者专家对高线性度、宽调谐范围、低相位噪声的CMOS电感电容振荡器进行了大量的研究和实验，因此有不少相关文献出版。目前，我国在射频集成电路领域的研究取得了一些进展，但还是有很长的路等着我们去探索，微观电路技术需要时间的积累，会发现电路有很多值得优化的地方。本论文结构安排本论文设计了一个可以应用在无线传感网络的压控振荡器，论文的具体结构安排如下：第一章简要概括了无线传感网络和压控振荡器的概念和国内外的研究发展现状，同时阐述了本文的研究背景意义和压控振荡器需要达到的相关指标。第二章对压控振荡器的工作原理做了简单的介绍。第三章分析了片上电感电容的基本结构同时介绍了相位噪声理论，提出了几种降噪的方法。第四章论述了应用于无线传感网络的压控振荡器的设计和实现，并利用cadence软件进行LC压控振荡器的仿真同时给出相应的仿真结果。第五章对论文全文进行总结，研究不足和展望。压控振荡器的基本原理振荡器（oscillator）是许多电路系统的重要组成单元，被广泛应用于各个领域。本章将介绍振荡器的基本工作原理和分类，分析比较应用在不同领域的压控振荡器各有什么优缺点，最后重点分析差分耦合电感电容压控振荡器。振荡器的基本原理振荡器就是通过电路自身增益，通过正反馈回路起振，最后形成等幅振荡的电路，振荡器的特殊性在于它没有输入信号。振荡器有许多种分类方法，从电路结构来分可以分为环形振荡器、LC振荡器和压控振荡器。不论是环形振荡器还是电感电容振荡器，他们的电路结构中都包含正反馈通路。正反馈分析振荡器振荡器电路中的正反馈放大器原理框图如2-1-1所示：图2-SEQ图\*ARABIC1-1[正反馈放大器原理框图]如图所示，放大器的输出电压为整理后可以求出放大器的闭环增益为正反馈将不断的增加输出电压反馈到输入端，直到巴克豪森条件（Barkhausencriterion）成立，用幅度和相位可以表示为当满足以上两个条件时，振荡器就会产生振荡，振荡频率为。负阻分析振荡器用负阻的方法来分析三点式振荡器，它的连接法则是：发射极（或源极）接同性质电抗，集电极（或漏极）和基极（或栅极）接异性质电抗，如图2-1-3所示。图2-SEQ图\*ARABIC1-2[振荡器单端口负阻模型]图2-SEQ图\*ARABIC1-3[三点式振荡器]如果将处开路，则等效阻抗为在稳态情况下，包含了一个负电阻：和一个等效电容：在处接上电感L后的电路振荡角频率就是电路的谐振频率，表示为其中，电感L的损耗由负电阻抵消。振荡器的分类上文已经提到了，如果振荡器可以稳定工作，输出等幅振荡波形，电路结构需满足巴克豪森准则。可是为了在工作频率出实现振荡，反馈系统必须具有选频网络。环形振荡器环形振荡器的原理图如图2-2-1所示，由图中可以看出3个反相放大器构成环路，每个反相放大器具有延时，当输出信号反馈到端点时总共经过了3延时，为了达到最后在相同相位得到正反馈，必须要结合信号延迟和反馈增益两个方面一起考虑。图2-2-1[环形振荡器原理框图]如图所示，环路的总延时，电路如果满足起振条件就可进行振荡，此时满足条件。环形振荡器的延时可以通过反相器和差分放大器组成，也可以通过数字电路元器件完成，所以振荡回路相对简单容易实现，同时在CMOS芯片上实现的占用空间较小。既可以使用偶数差分放大器作为延时单元也可以用奇数个放大器来完成，原理图如2-2-1a、2-2-1b所示。A（使用两级差分放大器）B（使用三级差分放大器）图2-2-1a[环形振荡器原理框图]图2-2-1b[两级差分放大器构成的环形振荡器]LC振荡器LC差分耦合振荡器的基本框图如下图所示。(b)(c)图中所示的是三种方法组成的振荡器结构，可以利用PMOS和NMOS作为差分放大器。差分耦合放大器及其等效电路如图2-2-2所示。（a）放大器电路（b）等效电路图2-2-2[差分耦合放大器及其等效电路]根据等效电路可以列出方程：从而可以推导出放大器的等效电阻（输入电阻）为其中和分别为晶体管和的跨导。如果和相等且都等于时，则有假设与差分耦合放大器相连的LC谐振电路的并联等效电阻为，为了保证电路能够起振，必须满足关系式：或对于同时含有PMOS和NMOS的耦合电路，设PMOS和NMOS管的跨导分别为和，则并联后的总负阻为与前两个电路相比，同时具有PMOS和NMOS的电路结构中的总负阻变大，在偏置电流不变的情况下，电路更容易达到起振条件，本次振荡器电路结构就是采用这个。电感电容压控振荡器压控振荡器设计考虑片上螺旋电感片上螺旋电感是用金属绕制的螺旋线圈组成，射频集成电路中电感的Q值一般较小，因为在考虑到电路制作过程电感线圈不宜做得很大。电感线圈的圈数越多，电路的损耗就会越大，另一方面，当环绕圈数提高时，同时还需要考虑到线圈的阻值。不仅如此，片上螺旋电感占用的芯片面积相比电容要大一些。应用在芯片上的特别是高频情况下平面电感的研究，是国内外研究的热点。本节简单介绍压控振荡器设计需要考虑到的电感问题。平面螺旋电感电感通常分为以下几种类型：正方形电感、八边形电感和圆形电感，如图3-1-1a所示(a)正方形电感 （b）八边形电感（c）圆形电感图3-1-1a[平面螺旋电感]正方形片上电感在工艺制造中最为简单，可是一般工艺设计软件多数使用八边形电感来近似。相比于上述平面电感结构，差分电感更适用于高频情况，平面差分电感结构如图3-1-1b所示。图3-1-1b[差分螺旋电感]可变电容目前应用在CMOS工艺中的可变电容主要有两大类，一类是PN结可变电容，另一类是MOS管可变电容。PN结工作在正偏状态时，PN结同时具有扩散电容和势垒电容，当其工作在反偏状态时势垒区边界将会聚集少数载流子而只具有势垒电容，PN结可变电容就是利用二极管这一特性，通过改变反偏电压来实现改变电容的目的，基本结构如图3-1-2a所示。图3-1-2a[变容二极管]变容二极管的势垒电容随着反偏电压的变化关系可以表示为其中，为接触电位差；为外加电压。考虑到在CMOS工艺中当振荡器振幅较大，会使得PN结正偏导致漏极电流较大。普通MOS管可变电容的基本结构如图3-1-2b所示。图3-1-2b[PMOS可变电容]对于常见的PMOS可变电容，当时，反型沟道形成；当时，PMOS管工作在强反型区；当时，PMOS进入积累区。普通MOS可变电容曲线如图3-1-2c所示，在强反型和积累区之间还有3个工作区域。图3-1-2c[PMOS可变电容特性曲线]反型MOS可变电容的结构如图3-1-2d所示。图3-1-2d[反型PMOS电容]反型PMOS电容的特性曲线如图3-1-2e所示，虚线为普通MOS管可变电容，由特性曲线可以看出反型MOS电容的调谐范围要比普通MOS电容宽。图3-1-2e[反型PMOS电容特性曲线]积累型MOS管的可调谐范围相比于以上两种要更大一些，寄生电阻更低，其品质因数更高。积累型MOS电容如图3-1-2f所示。图3-1-2f[积累型MOS电容]压控振荡器的相位特性压控振荡器的性能参数压控振荡器的主要性能参数可以分为以下几点：中心频率一般指在振荡器可调范围内的中间频率。调谐范围指的是振荡器的输出谐振频率随电压变化的范围，可以通过使用可变电容阵列来增大电路的调谐范围，不过相关设计具有难度。调节线性度意指在频率变化范围内输出角频率和电压变化的关系，一般调节线性度不是固定值。除此以外还有输出振幅、功耗、输出信号的纯度等。相位噪声模型随着射频电路的发展，已经有很多优化相位噪声性能的方法，不过仍然有许多问题亟待解决。压控振荡器中的相位噪声主要来源于两个方面：外部干扰噪声和内部噪声。图3-2-2给出了典型压控振荡器相位噪声曲线图。图3-2-2[压控振荡器相位噪声曲线]在压控振荡器实际工作的过程中，输出信号一般都含有各种各样的噪声，其中有一些是电路或者器件本身就具有的，这些噪声不可避免但是可以通过优化电路进行改善。比如作为差分放大电路中晶体管产生的相位噪声：电感电容组成的谐振电路产生的相位噪声为：由尾电流源引起的相位噪声为：其中尾电流源晶体管跨导用表示。总的相位噪声可以表示为：不过模型也有明显的缺点，没有给出闪烁噪声引起的相位噪声的表达式。VCO电路设计VCO电路的设计本节内容式设计一个交叉耦合LC振荡器，首先从电路的原理分析入手，为了达到具体的性能指标，分析振荡器起振的条件，建立振荡器输出频率与控制电压之间的关系。然后使用CadenceADE对振荡器的各项参数进行仿真，最后得出仿真结果。电路设计采用TSMC0.18umRF工艺完成，其性能指标如表1-3所示。VCO电路结构本次设计采用的是交叉耦合LC振荡器结构，其基本结构如图4-1-1所示。图4-1-1[差分耦合压控振荡器结构]我们首先来看VCO的电路结构，振荡器的核心部分是电感和电容组成的并联谐振回路。两对交叉耦合的MOS晶体管为谐振回路提供负阻，这对管子分别是PMOS管对PM0和PM1和NMOS晶体管对NM0和NM1。电路采用PMOS和NMOS并行的结构可以有效地提高输出幅度，并且差分对也可以很好的抑制共模噪声。选用电感L1和可变电容C1、C2谐振，通过改变可变电容的电容值来改变输出振荡频率。电容C1和C2选用射频工艺库中的mos-cap-rf，电感选用0.18um工艺库中的ind-std。通过改变控制电压Vcon的电压值来控制可变电容的电容值，NM2和NM3构成的电流镜结构作为尾电流源。电路采用了大电容滤波技术和二次谐波滤波技术，相关内容将在下一节详细讨论。1、电感的选择在确定电路结构以后，压控振荡器的设计还需包括电容和电感的选择，晶体管参数的确定这几个部分。首先是电感的选择，在射频电路设计中，电感一般采用平面螺旋线圈构成，如果可以45°角布线，就可以采用多边形结构，因为对用相同的电感值，多边形结构或圆形结构电感的绕线电阻比四边形结构电感的绕线电阻低10％，所以它们具有很好的品质因数，但并不是边数越多，品质因数越好，根据分析，正八边形是比较优化的边数。根据研究表明，低频时，内径大Q值低；高频时，内经小Q值高。内经增加是的螺旋电感的总长度增加，所以电感上的损耗也就增加。为了使内经增加而总长度不变，就需要我们固定外径，改变线间距。采用TSMC0.18umRF工艺制作的螺旋电感，利用cadence软件仿真，其电感参数如表4-1a所示。表4-1a[电感参数表]ModelNameIND-STDWidth10umSpace2umDiameter90umNumberofTurns5.5Value 5.751nH 电容的选择除了电感的选择外，还要考虑到电容的选择。为了综合出多个需要的频段，压控振荡器输出必须在一定范围内可调节。参阅以前文献可发现三种调节方法，一种是调节偏置电流，一种是调节电感值还有一种是调节电容值。其中，调节偏置电流改变的频率范围只能发生很小的波动，而调节电感值会使得振荡器的相位噪声性能能降低，所以只有改变电容值。改变电容值不仅能够得到足够的调谐范围还不会恶化相位噪声。本次设计采用的是MOS管可变电容，基于TSMC0.18umRF工艺库中的mos-cap-rf的参数如下，表4-1b所示的是本次设计采用的电容详细参数。因为本次设计的电容在工艺库中可以直接选取，不必利用MOS管自己设计可变电容，其器件图如图4-1-1a所示，经过测试发现此电容符合本次设计的要求。图4-1-1a[mos-cap-rf器件图]表4-1b[可变电容参数表]ModelNameMOS-CAP-RFLength2umWidth8umFingers10Groups1假设谐振腔内电感值为L，可变电容值为C1和C2，那么谐振腔的谐振频率近似为：谐振腔的品质因数Q由电感的品质因数和电容的品质因数共同决定，相关内容已经在前面的第一章节详细讨论过，在CMOS工艺中吗谐振电路的Q值近似于通常情况下片上电容的品质因数比片上电感要高得多，所以在TSMC0.18umRF工艺中谐振腔的Q值主要由可变电容来决定。为了实现电容的可调性，将mos-cap-rf做如图4-1-1b所示的方式连接。我们可以看出两个可变电容通过Vcon连接到一起，当Vcon发生变化时，可变电容C1和C2的电容值也同时发生变化，所以可以通过改变Vcon的值来改变振荡器的输出频率。图4-1-1b[mos-cap-rf连接方式]晶体管参数的确定本次设计中设置的晶体管参数如表4-1c所示。表4-1c[晶体管参数表]参数模型名数值PM1/PM0PCHRFW=8um,L=0.35um,NF=8NM1/NM0NCHRFW=8um,L=0.35um,NF=8NM3/NM2NCHRFW=8um,L=0.35um,NF=24电路主体为耦合差分结构，由上边一对PMOS即PM0和PM1和下边一对NMOS即NM0与NM1构成。管子的尺寸选择有以下几点注意：一是满足振荡所需的负阻条件，另外一个是满足上下管相互匹配的条件，最后一点是满足上下管跨到相等的条件。电路中电流源采用的是电流镜电路结构，在本节末尾进行详细讨论。设计中还可以在差分输出端各接一个反相器作为缓冲级，增大输出能力，另外也可以起到防止外界噪声干扰的作用。但是缓冲级的选择需要注意对振荡器输出频率的影响，不仅如此，输出管的面积也不宜过大，否则会产生寄生电容，直接影响到电路的输出频率。这些在制作实物电路时都需要考虑到。在cadence仿真软件中耦合对管PMOS和NMOS的设置如图4-1-1c所示。本次差分耦合对管采用的是0.35um工艺，设置的长度为0.35um，宽度设置为最大值8um。尾电流源所用到的一对NMOS管参数如图4-1-1d所示。可以看出，尾电流管的Fingers是差分耦合对管的三倍，这一设置有效的优化了振荡那个信号的输出纯度。（a）PMOS(b)NMOS图4-1-1c[差分耦合对管的参数设置]图4-1-1d[尾电流警惕管的参数设置]仿真结果电路设计完成以后，进行压控振荡器的仿真。仿真设置参数如图4-1-2所示。pss设置(b)pnoise设置图4-1-2[仿真参数设置]把目标振荡频率设置为2.4GHz，谐波数设置为10.完成pss和pnoise仿真设置后再在仿真环境中添加DC仿真和瞬态仿真，完成设置以后点击simulation开始仿真，点击result查看仿真结果。在电路仿真时有了充分的理论准备，就可以针对输出波形做出相应的参数调整，但电路仿真是在理想情况下进行，不必考虑到实物制作的可行性和实际工作状态的差别。电路仿真在理论上完成电路设计对我们进行实物制作还是有良好的帮助的。本次仿真基于TSMC0.18umRF工艺库，电源电压VDD为1.8V，控制电压Vcon为0.9V电流源设置为10mA。分析电路时间为0~10ns，目标振荡频率为2.4GHz。仿真结果如图4-1-2a所示。在输出波形图中选取振荡周期的两个点计算出振荡周期为0.417ns，频率为2.4GHz，振荡频率达到指标的最低要求。图4-1-2a[VCO瞬态仿真结果]振荡器相位噪声仿真结果如图4-1-2b所示。图4-1-2b[相位噪声仿真结果]由相位噪声仿真结果可以看出在1MHz频偏处约为-120dBc/Hz，满足电路设计标准。接着查看振荡电路的工作电流，差分耦合放大晶体管的工作状态如图4-1-2c所示。图4-1-2c[晶体管工作状态]从差分电路的晶体管来看，工作电流为1.4mA与小于1mA的指标有些差距，通过降低电流源的电流值可以调整，但是如果电流源的电流发生改变，那么降噪效果就不如现在这样明显，所以为了折中考虑，电流源电流保持10mA不变。前文已经提到，通过改变控制电压Vcon的值可以改变输出频率，当控制电压Vcon为0.9V时，振荡器输出频率为2.4GHz，以下给出改变Vcon的输入电压，振荡器频率的改变如图4-1-2d所示。控制电压V从0.5V~1.5V线性改变，选取其中3个点分别为0.5V、1V和1.5V。从振荡波形可以计算出，当Vcon为0.5V时，输出频率为2.25GHz；当Vcon为1V时，输出频率为2.43GHz；当Vcon为1.5V时，输出频率为2.65GHz。仿真结果表明，通过改变Vcon的值可以有效地调整输出频率。实际仿真振荡器性能如表4-1d所示。电源电压1.8V电流1.4mA频率调谐范围2.25-2.65GHz输出电压峰峰值1.5V相位噪声-120.6dBc/Hz@1MHz表1-3[压控振荡器仿真结果]VCO电路优化降低相位噪声的措施前面第三章提到，相位噪声是压控振荡器输出性能参数的重要标准。相位噪声主要由尾电流源和晶体管产生以下介绍了几种优化相位噪声的方法。第一种是使用高品质系数的谐振电感，根据噪声模型分析，可以知道频偏较远处可以表示为：由上式可以看出，采用高品质因数的电感可以大幅降低相位噪声。另一种方法是提高尾电流源电流，还有一种方法是增大交叉耦合差分对管的面积，从而放大对相位噪声的优化，减小晶体管本身的电压噪声。偏置电路的设计本次设计采用了大电容滤波技术和二次谐波滤波技术，结果如图4-2-2所示。图4-2-2[尾电流源降噪设计]为了降低相位噪声的影响打开可以分为几种主要的途径，一种是消除器件本身的噪声源影响，同时也要注意不能牺牲谐振电路的品质因数Q。在本次设计的差分通路中，如果电路采用大电容滤波技术，电路中的二次谐波分量会经过大电容流出电路系统，而倒是电路的品质因数Q降低。如图4-2-2所示的方法，在共模点与尾电流源之间插入一个电感电容，就可以有效地防止二次谐波分量直接流入地端，从而改善相位噪声。本次的尾电流偏置设计也可以有效地降低衬底噪声带来的干扰。电流源设置的参数为10mA,通过电流镜结构为压控振荡器提供尾电流。尾电流晶体管的噪声系数和跨到都需要尽量的减小，因此在设计电路时用于电流镜的NMOS相比于差分耦合放大器的NMOS沟道长度更长一点。总结与展望本次应用于无线传感网络的压控振荡器设计基于TSMC0.18umRF工艺。文章首先介绍了国内外压控振荡器的研究现状作为背景，然后介绍了压控振荡器的工作原理作为设计的理论基础。在充分参阅学习相关学位论文，期刊论文和国外文献的基础上进行电路设计，然后在cadence软件环境下进行电路仿真，通过调整参数使仿真结果达到指标要求。本文主要完成的工作如下：首先，从无线传感网络的概念入手，提出了无线传感网中的重要器件——压控振荡器。接着完成了对国内外关于压控振荡器研究现状的分析，同时阐述了压控振荡器的研究意义。接着分析了压控振荡器的基本工作原理，介绍了几个经典的压控振荡器模型，环形振荡器个电容电感振荡器，为本次电路设计做好了理论铺垫。然后介绍了在射频芯片上集成用到的片