电流源和电压源电路-

关于电流源和电压源电路-电流源电流源是电路的基本元件，它是一种二端元件。电流源的内阻相对负载阻抗很大，负载阻抗波动不会改变电流大小。在电流源回路中串联电阻无意义，因为它不会改变负载的电流，也不会改变负载上的电压。在原理图上这类电阻应简化掉。负载阻抗只有并联在电流源上才有意义，与内阻是分流关系。第2页,共153页，2024年2月25日，星期天由于内阻等多方面的原因，理想电流源在真实世界是不存在的，但这样一个模型对于电路分析是十分有价值的。实际上，如果一个电流源在电压变化时，电流的波动不明显，我们通常就假定它是一个理想电流源。第3页,共153页，2024年2月25日，星期天电流源的基本性质电流源有两个基本性质：

(1)它发出的电流是定值，或是一定的时间函数，与两端的电压无关。

(2)电流源的电流是由它本身确定的，至于它两端的电压则是任意的。

第4页,共153页，2024年2月25日，星期天基区宽度调制效应这是BJT在较大工作电压时所出现的一种现象。因为BJT在放大状态工作时，集电结上的反偏电压（直流电压+交流电源）是变化的，则集电结的势垒厚度也将随着变化，这就会导致基区宽度发生变化；这种由集电结电压而引起基区宽度发生变化的现象，最早是由Early提出并加以说明的，故称为Early效应（爱里效应），又称为基区宽度调制效应。势垒就是势能比附近的势能都高的空间区域，基本上就是极值点附近的一小片区域。第5页,共153页，2024年2月25日，星期天电流源电路是提供恒定电流的一类电子线路，它广泛应用于各种功能电路中。对电流源电路的要求：1、提供电流

IO

，并且其值在外界环境因素（温度、电源电压等）变化时，力求维持稳定不变。2、当其两端电压变化时，应该具有保持电流IO

恒定不变的恒流特性，或者说电流源电路的交流内阻RO趋于无穷。一、镜像电流源电路1、基本镜像电流源电路：如图所示电路结构：T1与T2

应该选取参数完全匹配的晶体三极管。T1T2VCCiC2=IOiC1IRR第6页,共153页，2024年2月25日，星期天其中，T1

的集电极和基极相连，接成二极管的形式，并且由VCC

通过R提供电流IR。分析：（1）、精度和热稳定性根据电路有：当忽略基区调制效率应时：或表示为所以上式可等效为T1T2VCCiC2=IOiC1IRR第7页,共153页，2024年2月25日，星期天由于而IS

与发射结面积成正比，因此有当时则由此式可以看出T1管的电流I1

等值得转移到T2

管中。当时，T1

管电流I1

则加权地转移到T2

管中，加权因子为发射结面积比值。第8页,共153页，2024年2月25日，星期天根据电路还可知：T1T2VCCiC2=IOiC1IR若T1与T2

的参数完全匹配，当时：已知所以第9页,共153页，2024年2月25日，星期天故显然，IR

是由VCC

通过R提供的，它是电流源电路的参考电流，只要IR

确定后，IO

也就被确定。第10页,共153页，2024年2月25日，星期天从此式可以看出：它们之间不是严格满足镜像关系，而是由有限的β值产生误差，这个误差随β值的增大而减小。同时IR又与VBE(on)

有关，而β值和VBE(on)又是温度敏感的参数，因而造成IO的热稳定性下降。只有当时才能忽略温度以及β离散性的影响。在高精度电流源中还必须考虑基区宽度调制效应的影响，当计入基区宽度调制效应时：第11页,共153页，2024年2月25日，星期天当时，已知第12页,共153页，2024年2月25日，星期天可见计入基区调制效应后，进一步降低了IO

的精度和热稳定性。通常若满足则可忽略基区调制效应的影响。（2）、恒流特性：为了保持恒流特性，应该增大RO。根据电路得：Rrerb'egmvb'erce2T1T2VCCiC2=IOiC1IRR第13页,共153页，2024年2月25日，星期天2、减小β值影响的镜像电流源电路如图所示与前面介绍的电流源不同的是，用T3

管代替T1

管的集电极与基极的短路线。此电路是利用T3

管的电流放大作用，以减小

iB1、iB2

对IR

的分流，使iC1

更接近IR，从而有效的减小了IR

转换为iC2

过程中由于有限的β值引入的误差。T1T2VCCiC2=IOiC1IRT3iE3iB1iB2iB3R第14页,共153页，2024年2月25日，星期天根据电路有因为若故则注意：此时电路中的iE3

不能过大，否则会引起

iB1、iB2

过大，导致饱和失真。T1T2VCCiC2=IOiC1IRT3iE3iB1iB2iB3R第15页,共153页，2024年2月25日，星期天所以第16页,共153页，2024年2月25日，星期天在实际的电路中，为了避免T3

管因工作电流过小，而引起β值的减小，并且又不能增大iB3，一般都在T3

管的发射极上接一个适当的电阻RE，则

iE3

的电流为：使

iE3

适当的增大。T1T2VCCiC2=IOiC1IRT3iE3iB1iB2iB3RE3R第17页,共153页，2024年2月25日，星期天3、比例式镜像电流源在实际应用中，经常需要IO

与IR

成特定比例关系的镜像电流源电路。实现这种比例关系的电路可以从两方面着手：（2）、在两管的发射极上串接不同阻值的电阻。（1）、改变两管的发射结面积，前面介绍过时的情况。T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2如图所示第18页,共153页，2024年2月25日，星期天根据电路有设并忽略基调效应。则有因为故T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2（根据PN结的伏安特性）第19页,共153页，2024年2月25日，星期天当β值足够大时，所以若

iC1

对IO的比值不太大时，例如、则T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2第20页,共153页，2024年2月25日，星期天并且满足当β值足够大时，所以则有T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2第21页,共153页，2024年2月25日，星期天由此式可知：只要改变两个电阻的比值，就可得到IO

对IR

的不同比例关系，为了保证IO

的精度，除了增大β值外，还应该限制IR对IO

的比值，应该满足：或的条件。对T2

管来说，接入R2

后，还可以增大输出的交流电阻RO，可以改进恒流特性。第22页,共153页，2024年2月25日，星期天4、微电流源电路微电流源电路：能够提供微安量级电流的电流源电路。在前面所介绍的三种电流源电路，很难满足输出微安量级的电流，即使能够满足，则需要R或R2

的电阻值很大，这又不符合集成工艺。T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2iE2通过对比例电路分析可知若令：R1=0则第23页,共153页，2024年2月25日，星期天由图可知：第24页,共153页，2024年2月25日，星期天5、威尔逊电流源为了提高电流源的传输精度，可采用如图所示的威尔逊电流源。威尔逊电流源是根据负反馈原理制成因而具有良好的温度特性和很高的输出电阻。假定由于温度或负载的变化使IO=IC3加大，则IE3也随之增加，它的镜像电流IC1跟着增加，使UC1=UB3下降，IB3减小，使IO基本保持不变。第25页,共153页，2024年2月25日，星期天第26页,共153页，2024年2月25日，星期天6.多路恒流源电路上述的基本电流源和比例电流源都可以连续成多路恒流源,多路恒流源是采用一个基准电流IR供给多个恒流输出，其电路如图3—39（a）所示。在图3—39（a）中，若管子特性一致，则各路输出电流相等，即基准电流IR与各级输出电流的关系为第27页,共153页，2024年2月25日，星期天由于所有各管的基极电流均由基准电流IR提供,因此输出电流Io与基准电流IR的偏差为（n+1）IB,n值越大，偏差越大。为了使Io与IR尽量接近相等，可采用图3—39（b）所示电路。电路中，采用了晶体管To作为缓冲级，此时基准电流IR与各级输出电流的关系为可见，输出电流Io与基准电流IR的偏差值比图3—39（a）电路减小了倍。在集成电路中，多路恒流源可采用多个集电极晶体管来实现，如两路电流源可用图3—39（c）所示电路来实现。可以推得，它的电路功能与图3—39（a）电路n=2时是一致的。第28页,共153页，2024年2月25日，星期天7、MOS管镜像电流源电路（1）、基本镜像电流源电路T1T2VSSIRIOID1ID2如图所示要求T1

与T2

管的性能参数匹配，并且工作在饱和区。根据电路可知：第29页,共153页，2024年2月25日，星期天因为所以T1T2VSSIRIOID1ID2已知当时：即第30页,共153页，2024年2月25日，星期天（2）、动态电流镜如图所示T1T2IRIOID1ID2SCgs在MOS管镜像电流源电路中接入开关S，设、S闭合时，T2

管的输出电流为IO，产生IO所需的栅源电压为VGS2，这个电压储存在栅源极之间的电容Cgs上，则当S断开时，由于MOS管的栅极电流几乎为零，而Cgm

又无放电回路，因此，其上的电压几乎不变，结果是T2

管的输出电流继续维持在IO

上。这种电流存储效应，显然是MOS管镜像电流源电路所特有的性能。第31页,共153页，2024年2月25日，星期天电路还可以改进为如图所示的电路：S1S3S2TIIIO=IICgs结构由一只MOS管T和三只开关S1、S2、S3

组成。工作原理当S1

与S2

闭合时，S3

断开，此时T管作为电流源的参考支路，其栅极和漏极连在一起，并接到输入电流II

上，这时栅极电容Cgs

充电，直到II=IO

时，达到所需要的栅源电压，而后断开S1、S2

，闭合S3，T管便作为电流源的输出管，这时通过S3

的输出电流为IO=II。第32页,共153页，2024年2月25日，星期天（3）、开关电流电路利用电流存储效应，还可以组成另一大类电路，称为开关电流电路。vs1t0vs2t0I

为偏置电流，ii

为输入信号电流，开关S1

和S2

由不重叠的反相时钟控制。当S1

闭合，S2

断开时，T2

管中储存的电流为：T1IT4T3T2IS2S1iiioVDD第33页,共153页，2024年2月25日，星期天当S1

断开，S2闭合时，T2

管中的电流通过T3

管传送到T4

管输出，显然这个输出电流io

就是前一个时钟周期储存在T2

管中的输入电流ii

。即T1IT4T3T2IS2S1iiioVDD第34页,共153页，2024年2月25日，星期天二、其它改进型电流源电路由前面讨论可知：对于各种改进型电流源电路都要针对下述目标而进行。（1）、减小由β值和VA（或λ）而引入的误差。（2）、提高IO

的精度，增大RO，改进电流源的恒流特性。1、级联型电流源电路：将两个基本镜像电流源电路相级联，而构成的电路。如图所示第35页,共153页，2024年2月25日，星期天T3T4VCCiC4=IOiC3IRRiC2=iC4T1T2iC1根据电路可得：若β足够的大，则可近似认为由于T1

与T2

构成镜像电流原则有相应的有第36页,共153页，2024年2月25日，星期天所以此式表明，不论外电路加在电流源上的电压如何变化，级联电路总是强制地保持T2

管的vCE2

接近于T1

管的vCE1。这样不仅减小了iC1

转移到

iC2

时，因基区调制效应引入的误差，还使IO（其值取决于

iC2)几乎于外加电压的变化无关，因此，该电路既提高IO

的精度，又改进了电流源的恒流特性，即增大了RO。T3T4VCCiC4=IOiC3IRRiC2=iC4T1T2iC1第37页,共153页，2024年2月25日，星期天不过这个电路并没有减小，因β值为有限制而引入的误差。证明、当各管β值相同时，IO

与IR

之间的关系。根据电路有因为所以T3T4VCCiC4=IOiC3IRRiC2=iC4T1T2iC1第38页,共153页，2024年2月25日，星期天第39页,共153页，2024年2月25日，星期天2、反馈型电流源电路T3VCCiC3=IOiB3IRRiC2=iC3T1T2iC1利用反馈改进性能的电流源电路，如图所示。分析：当外电路变化时，则会引起IO

的变化，设IO

增大，已知：相应增大。其结果使加到T3

管的基极电流为：iB3

减小从而阻止

iC3

的变化，因而，也就阻止

IO

的变化。使IO

的恒流特性得以改进。第40页,共153页，2024年2月25日，星期天根据电路可以看出：由三个晶体管构成的回路中有表明、T3

管强制T1

管的vCE1

靠近T2

管的vCE2

两者仅相差vBE3。因此，有效的减小了由基区宽度调制效应而引入的误差。讨论IO

与IR

之间的关系：根据电路有设、T3VCCiC3=IOiB3IRRiC2=iC3T1T2iC1第41页,共153页，2024年2月25日，星期天因为又因为所以T3VCCiC3=IOiB3IRRiC2=iC3T1T2iC1第42页,共153页，2024年2月25日，星期天所以第43页,共153页，2024年2月25日，星期天故第44页,共153页，2024年2月25日，星期天在实践上，还可以进一步减小这种误差，电路如图所示：T3T4VCCiC3=IOiC4IRRiC2=iC3T1T2iC1若IOiC3（iE3

）iC2iC1iE4iC42iB3iC3

IO这就是反馈作用根据电路可知第45页,共153页，2024年2月25日，星期天T3T4VCCiC3=IOiC4IRRiC2=iC3T1T2iC1所以强制T1与T2

管的vCE

近似相等，消除基区调制效应的影响。第46页,共153页，2024年2月25日，星期天以电流源为有源负载的放大电路

在共射（共源）放大电路中，为了提高电压放大倍数的数值，行之有效的方法是增大集电极电阻Rc（或漏极电阻Rd）。然而，为了维持晶体管（场效应管）的静态电流不变，在增大Rc（或Rd）的同时必须提高电源电压。当电源电压增大到一定程度时，电路的设计就不合理了。第47页,共153页，2024年2月25日，星期天

在集成运放中，常用电流源电路取代Rc（或Rd），这样在电源电压不变的情况下，既可获得合适的静态电流，对于交流信号，又可得到很大的等效的Rc（或Rd）。由于晶体管和场效应管是有源元件，而上述电路中又以它们作为负载，故称之为有源负载。第48页,共153页，2024年2月25日，星期天一、有源负载共射放大电路第49页,共153页，2024年2月25日，星期天第50页,共153页，2024年2月25日，星期天第51页,共153页，2024年2月25日，星期天二、有源负载差分放大电路第52页,共153页，2024年2月25日，星期天第53页,共153页，2024年2月25日，星期天受控源：

受控源(controlledsource)是由某些电子器件抽象而来的一种电源模型，是一种双口元件（四端）元件），由控制支路和受控支路组成。受控源的电压或电流受电路中另一支路电压或电流的控制。像晶体管、变压器、运算放大器等电子器件都可以用受控源作为其电路模型。受控电源的符号表示：第54页,共153页，2024年2月25日，星期天例如受控源作为晶体管的电路模型：第55页,共153页，2024年2月25日，星期天理想受控源模型：第56页,共153页，2024年2月25日，星期天第57页,共153页，2024年2月25日，星期天几点说明：第58页,共153页，2024年2月25日，星期天含有受控源电路的分析方法：（1）支路电流法（2）节点电压法（3）网孔电流法（4）叠加定理（5）戴维南定理（6）诺顿定理第59页,共153页，2024年2月25日，星期天第60页,共153页，2024年2月25日，星期天三极管的特性是非线性的，但在低频小信号的条件下，工作在放大区三极管，它的特性曲线的非线性已不明显，这时三极管可用一线性电路来代替，称之为三级管的微变等效则整个放大电路就变成一个线性电路，利用分析线性电路的方法对放大电路进行动态分析，求出它的主要性能指标这种方法就是微变等效电路法。第61页,共153页，2024年2月25日，星期天第62页,共153页，2024年2月25日，星期天第63页,共153页，2024年2月25日，星期天电压源电压源，即理想电压源，是从实际电源抽象出来的一种模型，在其两端总能保持一定的电压而不论流过的电流为多少。电压源具有两个基本的性质：第一，它的端电压定值U是一定的时间函数U(t)与流过的电流无关。第二，电压源自身电压是确定的，而流过它的电流是任意的。由于内阻等多方面的原因，理想电压源在真实世界是不存在的，但这样一个模型对于电路分析是十分有价值的。实际上，如果一个电压源在电流变化时，电压的波动不明显，我们通常就假定它是一个理想电压源。第64页,共153页，2024年2月25日，星期天

理想电压源有两个特点:

1.端电压固定不变或是时间t的函数Us(t),与外电路无关.。

2.通过理想电压源的电流取决于它所联结的外电路。

实际电压源,其端电压随电流的变化而变化.因为它有内阻。第65页,共153页，2024年2月25日，星期天AC-DC串联型直流稳压电源直流稳压电源一般由电源变压器、整流滤波电路、稳压电路组成，其基本原理框图如图1所示。第66页,共153页，2024年2月25日，星期天串联型直流稳压电源的一般方案：交流电压经整流滤波后,得到平滑的直流电压,作为稳压电路的输入电源从UI输入。同时运用了比较放大电路,它的核心是调整管,输出电压的稳定是管的压降相应改变,使输出电压保持稳定。第67页,共153页，2024年2月25日，星期天整流电路模块该模块主要利用二极管的单向导电性组成整流电路，将交流电压变换为单方向脉动电压。实现方法主要有以下三种：第68页,共153页，2024年2月25日，星期天方案一：单相半波整流电路第69页,共153页，2024年2月25日，星期天在变压器次级电压u2为正的半个周期内（如图1（a）中所示上正下负），二极管导通，在RL上得到一个极性为上正下负的电压；而在u2为负的半个周期内，二极管反向偏置，电流基本上等于0。所以在负载上的电压的极性是单方向的（如图1（b）所示）。正半周内Uo=U2，Ud=0；负半周内Uo=0，Ud=U2。第70页,共153页，2024年2月25日，星期天由此可见，由于二极管的单向导电作用，把变压器次级的交流电压变换为单向脉动电压，达到了整流的目的。其优点是结构简单，使用的元件少，但也有明显的缺点：输出电压脉动大，直流成分比较低；变压器有半个周期不导电，利用率低；变压器含有直流部分，容易饱和。只能用于输出功率较小，负载要求不高的场合。第71页,共153页，2024年2月25日，星期天方案二：单相全波整流第72页,共153页，2024年2月25日，星期天全波是利用具有中心抽头的变压器与两个二极管配合，使两个二极管在正、负半周轮流导电，而且二者流过RL的电流保持同一方向，从而使正、负半周在负载上均有输出电压。电路如图2（a）所示。正半周内D1导通，D2截止，在负载RL上得到的电压极性为上正下负；负半周内，D1截止，D2导通，在负载上得到的电压仍为上正下负，与正半周相同。第73页,共153页，2024年2月25日，星期天全波整流波形如图2（b）。全波整流的输出电压时半波整流的两倍，输出波形的脉动成分比半波整流时有所下降。全波整流电路在负半周时二极管承受的反向电压较高，其最大值等于，且电路中每个线圈只有一半时间通过电流，所以变压器利用率不高。第74页,共153页，2024年2月25日，星期天方案三：单相桥式整流第75页,共153页，2024年2月25日，星期天单相桥式整流电路如图3（a）。由图可见，U2正半周时D1、D4导通，D3、D2截止，在负载电阻RL上形成上正下负的脉动电压；而在U2负半周时，D2、D3导通，D1、D4截止，在RL上仍形成上正下负的脉动电压。如果忽略二极管内阻，有Uo≈U2。桥式整流电路波形如图3（b）所示。第76页,共153页，2024年2月25日，星期天正负半周均有电流流过负载，而且电路方向是一致的，因而输出电压的直流成分提高，脉动成分降低。单相桥式整流电路主要参数：输出直流电压,脉动系数S，二极管正向平均电流,二极管最大反向峰值电压。桥式整流电路解决了单相整流电路存在的缺点，用一次级线圈的变压器，达到了全波整流的目的。因此选用方案三单相桥式整流。第77页,共153页，2024年2月25日，星期天该模块实现降低输出电压的脉动成分，尽量保留直流成分的功能。利用电容和电感的滤波作用达到降低交流保留直流成分的目的。滤波电路模块第78页,共153页，2024年2月25日，星期天方案一：电容滤波第79页,共153页，2024年2月25日，星期天如图4所示为单相桥式整流电容滤波电路。利用电容的储能特性，使波形平滑，提高直流分量，减小输出波纹，其输出波形如图4（b）所示。电容滤波有以下特点：（1）加入滤波电容后，输出电压的直流成分提高，脉动成分减小。第80页,共153页，2024年2月25日，星期天（2）电容滤波放电时间常数越大，放电过程越慢，输出直流电压越高，纹波越小，效果越好。为了获得较好的滤波效果，一般选择电容值满足，此时，输出电压的平均值。（3）电容滤波电路的输出电压随输出电流的增大而减小，所以电容滤波适合于负载电流变化不大的场合。第81页,共153页，2024年2月25日，星期天方案二：电感滤波单相桥式整流电感滤波电路如图5，利用电感不能突变的特性，使输出电流波形平滑，从而使输出电压波形也平滑，提高直流分量，减小输出纹波。第82页,共153页，2024年2月25日，星期天第83页,共153页，2024年2月25日，星期天复式滤波电路由电阻和电容，电阻和电感或电感和电容组合成的滤波。几种常见的复式滤波电路如图所示。方案三：复式滤波第84页,共153页，2024年2月25日，星期天图6（a）所示为

型滤波电路，这种电路的缺点是在R上有压降，因而需要提高变压器次级电压；同时，整流管的冲击电流仍然较大，这种电路只适合小电流负载的场合。第85页,共153页，2024年2月25日，星期天（b）所示为型滤波电路，这种滤波电路的优点是：简单经济，能兼起限制浪涌电流的作用，滤波效果较好。其缺点是带负载能力差，滤波电路有功率损耗。它适合负载电流小，纹波系数小的场合。第86页,共153页，2024年2月25日，星期天（c）所示为LC倒L型滤波电路，整流后输出的脉动直流经过电感，交流成分被削弱，再经过C滤波后，可在负载上获得更加平滑的直流电压。这种滤波电路的优点是：滤波效果好，几乎没有直流损耗。其缺点是低频时电感体积大，成本高。第87页,共153页，2024年2月25日，星期天综合考虑，由于在小功率电源中电容滤波最为常见，满足本设计要求，故选择方案一。第88页,共153页，2024年2月25日，星期天直流稳压电源的一般组成：1、基本调整管电路在图10.5.1（a）所示的稳压管稳压电路中，负载电流最大变化范围等于稳压管的第89页,共153页，2024年2月25日，星期天最大稳定电流和最小稳定电流之差。不难想象，扩大负载电流的最简单的方法：将稳压管稳压电路的输出电流作为晶体管的基极电流，而晶体管的发射极电流作为负载电流，电路采用射极输出形式，如图10.5.1（b）所示，常见画法如图（c）所示。由于图（b）、（c）所示电路引入了电压负反馈，故能够稳定输出电压。但它们与一般共集放大电路有着明显的区别：其工作电压Ui不稳定，“输入信号”为稳定电压Uz，并且要求输出电压Uo在Ui变化或负载电阻变化时基本不变。第90页,共153页，2024年2月25日，星期天2.取样电路:它是检测输出电压Vo的变化,把Vo的全部或部分取出来和基准电压比较并放大后来控制调整管的调整作用,使输出电压稳定.第91页,共153页，2024年2月25日，星期天3.基准电压电路:为了检测取样电路取得的Vo值究竟是升高还是降低?升高了多少降低了多少?这就需要把Vo值与恒定的电压值比较,此恒定电压的作用是作为一种基准,也称基准电压.提供恒定电压的电路就是基准电压电路.第92页,共153页，2024年2月25日，星期天4.比较放大电路:有了Vo的取样电压和基准电压,把取样电压和基准电压相比较,由基准电压减去取样电压,所得的差值电压的大小反映越强.输出电压Vo也就越稳定.电路的稳定系数和输出电阻就越小.第93页,共153页，2024年2月25日，星期天5.过载短路保护电路:串联调整型的稳压电源,调整管和负载是串联的,当负载电流过大或短路时,大的负载电流或短路电流全部流过调整管,此时负载端的压降小,几乎全部整流电压加在调整管的c极和e极之间,因此在过载或短路时,调整管Vce，Ie和允许功耗超过正常值,调整管在此情况下会很快烧坏,所以在过载或短路时应对调整管采取保护,保护电路设计时应保证当负载电流在额定值内,保护电路对电源不起作用,但过载或短路时,保护电路控制调整管使其截止,输出电流为零,对负载和电源均起保护作用.第94页,共153页，2024年2月25日，星期天串联型直流稳压电路的方框图：第95页,共153页，2024年2月25日，星期天串联型直流稳压电源（具有可调功能）：第96页,共153页，2024年2月25日，星期天DC-DC开关型稳压电源：1、DC-DC：只对直流参数进行变换的电路。一般结构：直流电源DC-DC主电路负载控制电路第97页,共153页，2024年2月25日，星期天2、基本概念（1）占空比的定义：开关接通的占空比定义为D，其中ton为开关导通时间，TS为开关周期。第98页,共153页，2024年2月25日，星期天（2）脉冲宽度调制（PWM）或脉冲频率调制（PFM）所谓脉冲宽度调制的方法是一种在整个工作过程中，开关频率不变，而开关接通的时间按照要求变化的方法。所谓脉冲频率调制的方法是一种在整个工作过程中，开关接通的时间不变，而开关频率按照要求变化的方法。第99页,共153页，2024年2月25日，星期天3、直流变换电路的分类（1）.换流过程分为:电压换流电流换流（2）.降压电路升压电路升降压电路或单向限电路双向限电路四象限电路（3）.均为一个方向和其中之一改变方向均改变方向（4）.单相电路:只有一个电路m相电路:有m个基本电路,采用时分复用的方法第100页,共153页，2024年2月25日，星期天4、理想直流变换应具备的性能（1）.输入输出端的电压均为平滑直流,无交流谐波分量（2）.输出阻抗为零（3）.快速动态响应,抑制能力强（4）.高效率小型化第101页,共153页，2024年2月25日，星期天开关型稳压电源：前面所讲的串联型稳压电源具有结构简单、调节方便、输出电压稳定性强、纹波电压小等优点。但是由于调整管始终工作在放大状态，自身功耗大；故效率较低，甚至仅为30%~40%。而且，为了解决调整管散热问题，必须安装散热器，这就必然增大了整个电路设备的体积、重量和成本。第102页,共153页，2024年2月25日，星期天可以设想，如果调整管工作在开关状态，那么当其截止时，因电流很小（即穿透电流）而管耗很小；当其饱和时，因管压降很小（为饱和管压降）而管耗也很小，这将大大可以提高电路的效率。开关型稳压电路中的调整管正是工作在开关状态，并因此得名，其效率可达70%~95%。第103页,共153页，2024年2月25日，星期天开关型稳压电路的分类：（１）、按调整管与负载的连接方式：串联型并联型。（２）、按稳压的控制方式：脉冲宽度调制型（PWM）脉冲频率调制型（PFM）混合调制（即脉宽—频率调制）型。第104页,共153页，2024年2月25日，星期天（３）、按调整管是否参与振荡：自激式他激式（４）、按使用开关管的类型：晶体管VMOS管晶闸管型第105页,共153页，2024年2月25日，星期天串联型（降压型）开关稳压电源：１、换能电路的基本原理第106页,共153页，2024年2月25日，星期天第107页,共153页，2024年2月25日，星期天２、换能电路的波形分析第108页,共153页，2024年2月25日，星期天３、串联开关型稳压电路的组成在换能电路中，当输入电压波动或负载变化时，输出电压将随之增大或变小。如果能在Uo增大时减小占空比，而在Uo减小时增大占空比，那么输出电压就可获得稳定。将Uo的采样电压通过反馈来调节控制电压uB的占空比，就可达到稳压的目的。由此而构思的串联型稳压电源如下图所示。第109页,共153页，2024年2月25日，星期天它包括调整管及其开关驱动电路（电压比较器）、采样点路、三角波发生电路、基准电压电路、比较放大电路、滤波电路（电感L、电容C和续流二极管D）等几个部分。第110页,共153页，2024年2月25日，星期天4、开关型稳压电路的简化电路调节脉冲占空比的方式：（１）、固定Ton，改变f调节Toff；（２）、同时调整Ton和Toff。第111页,共153页，2024年2月25日，星期天并联型（升压型）开关稳压电源：

串联型开关稳压电路中调整管与负载串联，输出电压总是小于输入电压，故成为降压型稳压电路。在实际应用中，还需要将输入直流电源经稳压电路转换成大于输入电压的稳定的输出电压，称为升压型稳压电路。在这类电路中，开关管常与负载并联，故称之为并联型开关稳压电路；它通过电感的储能作用，将感生电感与输入电压相叠加后作用于负载，因而Uo>Ui。第112页,共153页，2024年2月25日，星期天１、换能电路第113页,共153页，2024年2月25日，星期天第114页,共153页，2024年2月25日，星期天2、并联型开关稳压电路的原理图

在换能电路中加上脉冲宽度调制电路后便可得到并联型开关稳压电路。第115页,共153页，2024年2月25日，星期天DC-DC的纹波和噪音：纹波和噪声产生的原因开关电源输出的不是纯正的直流电压，里面有些交流成分，这就是纹波和噪声造成的。纹波是输出直流电压的波动，与开关电源的开关动作有关。每一个开、关过程，电能从输入端被“泵到”输出端，形成一个充电和放电的过程，从而造成输出电压的波动，波动频率与开关的频率相同。纹波电压是纹波的波峰与波谷之间的峰峰值，其大小与开关电源的输入电容和输出电容的容量及品质有关。第116页,共153页，2024年2月25日，星期天噪声的产生原因有两种，一种是开关电源自身产生的；另一种是外界电磁场的干扰（EMI），它能通过辐射进入开关电源或者通过电源线输入开关电源。开关电源自身产生的噪声是一种高频的脉冲串，由发生在开关导通与截止瞬间产生的尖脉冲所造成，也称为开关噪声。噪声脉冲串的频率比开关频率高得多，噪声电压是其峰峰值。噪声电压的振幅很大程度上与开关电源的拓扑、电路中的寄生状态及PCB的设计有关。第117页,共153页，2024年2月25日，星期天纹波和噪声的测量方法利用示波器可以看到纹波和噪声的波形，如图所示。纹波的频率与开关管频率相同，而噪声的频率是开关管的两倍。纹波电压的峰峰值和噪声电压的峰峰值之和就是纹波和噪声电压，其单位是mVp-p。纹波和噪声电压是开关电源的主要性能参数之一，因此如何精准测量是一个十分重要问题。目前测量纹波和噪声电压是利用宽频带示波器来测量的方法，它能精准地测出纹波和噪声电压值。第118页,共153页，2024年2月25日，星期天用示波器测量纹波和噪声的装置的框图如图所示。它由被测开关电源、负载、示波器及测量连线组成。有的测量装置中还焊上电感或电容、电阻等元件。第119页,共153页，2024年2月25日，星期天在测量纹波和噪声这一性能指标时，经常有这样的情况发生，发现与产品技术规格上的指标不符，大大地超过技术规格上的性能指标要求，这往往是用户的测量装置不合适，测量的方法（测量点的选择）不合适或采用通用的测量探头所致。第120页,共153页，2024年2月25日，星期天稳压芯片1、7805正5V稳压器（1A）第121页,共153页，2024年2月25日，星期天第122页,共153页，2024年2月25日，星期天7905负5V稳压器（1A）第123页,共153页，2024年2月25日，星期天第124页,共153页，2024年2月25日，星期天7806正6V稳压器（1A）第125页,共153页，